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文档简介
1、 CMOS低噪声放大器中的输入匹配研究与设计摘要:实现了一种全集成可变带宽中频宽带低通滤波器,讨论分析了跨导放大器-电容(OTAC)连续时间型滤波器的结构、设计和具体实现,使用外部可编程电路对所设计滤波器带宽进行控制,并利用ADS软件进行电路设计和仿真验证。仿真结果表明,该滤波器带宽的可调范围为126 MHz,阻带抑制率大于35 dB,带内波纹小于05 dB,采用18 V电源,TSMC 018m CMOS工艺库仿真,功耗小于21 mW,频响曲线接近理想状态。关键词:Butte 引言作为接收机的第一级,的性能对整个接收机系统的性能起着至关重要的作用,
2、因为整个系统的信噪比()很大程度上取决于的噪声系数()和增益。因此,设计性能良好的成为射频前端设计的重要目标。由于低噪声放大器的各个指标常常会发生矛盾,彼此不能兼顾,因此设计是在噪声系数、增益、稳定性、阻抗匹配以及线性范围等指标之间采取折中考虑。最近很多射频集成电路都是采用工艺来实现的,尤其是.的工艺很适于集成的设计-。目前最常见的输入匹配结构是源极电感负反馈结构,该结构有利于获得高增益和低噪声系数,但是存在较大的缺陷,即需要提供一个大感值的栅极电感()。在实际标准的工艺下集成实现一个大感值的片上螺旋电感往往比较困难,而采用片外电感又不利于实现电路的集成及小型化,并且由于大感值栅极电感的寄生阻
3、抗比较大,相应地产生热噪声也会比较大。该文采用改进型输入匹配结构,用一个并联的小值网络来代替电感值比较大的栅极电感,并从进一步降低噪声系数和简化电路的角度考虑,移除源极负反馈电感()。 理论分析传统的输入阻抗匹配结构是源极电感负反馈结构,其输入阻抗表达式为为满足式(),栅极电感的感抗通常比较大。如前所述,从利于电路集成实现和降低噪声系数的角度考虑,应当尽量避免使用大值电感。该设计采用一个小值并联网络来代替。图是并联网络及其等效电路。如图所示,在并联网络中,假设电感为一个理想的感抗和一个电阻的串联,其等效阻抗为 (为低噪声放大器的中心工作根据式(),如果能满足,那么的电感值将比大,并且随趋近,将
4、产生更大的电感。这样栅极电感便可以用一个电感值较小的并联网络来代替产生。在传统输入匹配结构中,源极负反馈电感用来满足阻抗匹配,但是它会产生热噪声并且不利于增益的提高。根据式(),引入并联网络后,电感的寄生阻抗可以等效为一个比较大的阻抗来满足输入端的阻抗匹配。因此,移除虽然对输入匹配性能稍稍产生不利影响,但是有利于降低噪声系数并提高电路结构的易集成度。改进的输入匹配结构见图,其输入阻抗为()() ()式中: , , 的具体定义见文献。由于电阻并不是一个实际的物理阻抗,而是由等效而来,因此其产生的热噪声比相同阻抗值的实际物理电阻产生的热噪声要小。这样,通过移除并利用网络小值寄生阻抗来进行阻抗匹配,
5、可以进一步降低的噪声系数。 电路设计采用改进的输入匹配,基于.模型,设计出了适用于无线接收机用宽带(.)低噪声放大器的电路结构。宽带低噪声放大器设计的关键是提供足够的增益来克服接收机以下几级引入的噪声干扰,而其自身的噪声系数则要尽量低,同时还要具备好的输入输出阻抗匹配及良好的线性动态范围。该设计采用两级放大并采纳改进的输入阻抗匹配结构。的电感值为,的电容值为.,根据式(),(),该并联网络会产生的等效电感和的等效电阻,管和的栅宽为,根据式(),总的输入阻抗约为。为进一步提高的增益,选择并联网络作为第一级和第二级的负载阻抗,根据式() (),可以确定负载网络的具体参数值 结果及讨论基于改进型输入
6、匹配结构设计的工作频段为.的宽带,低噪声放大器的各项性能参数由()仿真给出。图给出输入阻抗匹配参数以及增益仿真曲线。从图中可以看出,移除源端负反馈电感对输入匹配有一定的不利影响,但是一般低于的值即可满足实际应用。该在工作频段.内可以满足低于,而.以下的工作频段由于偏离值较多,对输入阻抗匹配性能稍稍产生不利影响。因此,用小值并联网络替代栅极大值电感,并移除源端负反馈电感,可以满足良好的输入阻抗匹配。该宽带的增益在工作带宽内可以达到以上,满足正常的增益放大需求。在.频段内,的噪声系数为.(图)。这样低的噪声系数在宽带应用中是可以被接受的。 图是反向增益曲线,可以看出,工作频带内反向增益参数为,根据稳定系数的定义当且 时,将无条件稳定,输入输出阻抗匹配良好时,只要降低反向增益的值即可增加稳定系数值。因此该宽带低噪声放大器的稳定性很好,这对于低噪声放大器的正常工作是非常重要的。还有一个重要的性能参数,即线性度。图为仿真结果压缩点曲线图,由图可看出,约为,线性度良好,有利于不失真地对大信号进行放大。 结语在对传统源极电感负反馈输入结构分析的基础上加以改进,利用一个小值并联网络代替大感值的栅极电感,并从简化电路和进一步降低噪声的角度考虑,移除源极负反馈电感。将改进的输入匹配应用到适用于无线接
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