L6565自己总结的

1、一准谐振反激式开关电源原理分析：准谐振反激式开关电源等效原理图准谐振反激式开关电源等效原理图如上图所示。其中Lm为原边励磁电感， Lk为原边漏感。电容Cd包括主开关管Q的输出电容Coss、变压器的匝间电容以及电路中的其他一些杂散电容。Rp为初级绕组的寄生电阻，包括变压器原边绕组的电阻，铜线的高频趋肤效应、磁材料的损耗以及辐射效应的等效电阻。准谐振反激式开关电源工作在DCM或CRCM状态，副边二极管电流下降到零之后（当副边绕组中的能量释放完毕之后，即变压器磁通完全复位），电容Cd， 原边电感Lp=Lm+Lk以及电阻Rp构成一个RLC谐振电路，主开关管Q两端电压Vds将产生振荡，振荡频率由LP、C

2、P决定，衰减因子由RP决定。对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管Vds再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)，视负载情况而定。而这无疑增加了开关管的损耗。可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。准谐振反激式开关电源正是如此，不管负载情况如何，总是在当检测到Vds波形振荡到谷底时，控制器控制主开关管Q开通，降低主开关管Q的开通损耗，同时使得输出电容Cd上的能量损耗达到最小。这个的实现方法比较简单，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达

3、到最低点时打开开关管，就能达到目的。二L6565芯片：L6565芯片特点：在轻负载下也能自动降低工作频率，以保证变换电源能够最大限度的工作在电压过零ZVS状态。同时因线电压前馈功能，有可以确保变换电源在电网电压波动幅度足够大时，其输出功率仍然维持恒定。芯片内部集成有启动电路、精密基准电压源、电压误差放大器、电流检测比较器、零点流检测电路、RS锁存器、图腾柱式驱动级以及打嗝模式比较器和过流保护等功能。L6565引脚图1 .INV 输出电压采样反馈输入 2 .COMP 误差放大器输出端 3 .VFF 母线前馈电压输入 4 .CS 电感电流采样反馈输入 5 .ZCD 零电流检测信号和禁止电路输入 6

4、 .GND 控制电路接地 7 .GD 驱动方波脉冲输出 8 .VCC 控制电路电源供电端L6565内部电路1. 电源供给模块：图中，芯片内栅极驱动器电压直接由VCC提供，其它所有电路的工作电压均由一个线性电压调节器通过Vcc产生一个7V的内部电压来供电。另外，一个带隙电路产生一个精准的2.5V内部参考电压（2.5V+1%），用于环路控制，以此来获得一个稳定的调节。图中还可看到一个欠电压锁死迟滞比较器，一旦VCC降至UVLO门限电压以下，IC输出则被关断，以此保证芯片运行在可靠的条件下。值得注意的是，IC脚VCC外部要连接电阻R和电容C组成的起动电路及变压器辅助绕组和整流二极管等组成的辅助电源电

5、路。在我们设计的电路中使用的是偏置绕组和Q3三极管提供两路电源，同时Q2用作过压保护。2. 零电流检测（ZCD）、触发和使能模块：L6565的零电流检测（ZCD）及相关电路如图所示。由准谐振反激式开关电源原理可知，该IC需要检测变压器退磁信号。而IC脚ZCD上的输入信号，可以从施加于VCC的变压器辅助绕组获得。如果施加到ZCD脚上的负向脉冲沿降至1.6V以下，ZCD电路将接通外部MOSFET。也就是说，只有当通过升压电感的电压反向时，并且要在通过升压电感的电流变为零这两个条件都满足时，才会运行在临界模式。为保证高抗噪扰度，触发电路在负向脉冲沿降至1.6V之前则被起动。与负向脉冲相对应，脚ZCD

6、上的正向脉冲沿历经2.1V，并直达5.2V。在外部MOSFET已被关断之后，触发电路将消隐一定时间（3.5s），以阻止任何负向脉冲沿跟随漏感退磁，并实现频率折弯功能。当然，在启动阶段，过零点检测还没有信号，需要一个辅助电路来开通外部MOSFET。通过内部启动电路来实现，内部启动模块就会产生一系列的脉冲波形，用来驱动MOSFET的门极，MOSFET管工作起来后就会产生信号给ZCD电路。 L6565内置起动电路，在IC起动期间迫使驱动器给出一个脉冲施加到MOSFET的栅极，驱动MOSFET导通，以在IC脚ZCD上产生一个输入信号。IC脚ZCD上的电压受到双钳位限制，上面的钳位电压是5.2V，底部的

7、钳位电压为VBE（0.65V）。L6565的ZCD脚还用作触发使能模块。如果该脚上的电压降低到200mV的门限，器件将被关闭。为使器件重新运行，则ZCD脚上的电位下拉必须予以解除。图片5，零电流检测，触发和使能模块。3. 电压前馈与调整点控制电压模块：采用电流型控制方案时，系统能交付到输入的最大功率（PinLim），称作功率容量。功率容量可以依靠逐周脉冲电流限制进行控制，并且通常利用可编程峰值初级电流（IPKP）钳位控制电压（VCSX）来限制最大峰值初级电流（IPKPmax）。在固定频率断续传导模式（DCM）回扫变换器中，能够提供独立于输入电压（Vin）的理想功率容量。但对于QRZVS回扫变换

8、器，功率容量强烈依赖于输入电压。在最大输入电压是最小输入电压两倍以上的宽范围主线电压应用中，必须阻止功率容量随输入电压而急剧变化。L6565有一个线路前馈功能，可以解决这个问题。L6565的线路电压前馈及其相关电路如图所示。电源输入侧（QRZVS回扫变换器时）线路电压经R1和R2（注：这两个电阻在芯片外添加，在我们设计的电路里是R108，R112，R113）组成的电阻分压器取样馈送到IC脚VFF。前馈电压影响过电流调整点（setpoint）上的控制电压（VCSX）的钳位电平。前馈电压（VFF）越高，调整点控制电压（VCSX）则越低。上图画出了VCSX与VFF之间的关系曲线。前馈电压VFF与误差

9、放大器（E/A）输出VCOMP相结合，为PWM比较器确定内部参考电压：VCS=0.14·(VCOMP2.5)·(3VFF)。误差放大器的钳位输出电平是5.6V，于是，过电流调整点控制电压VCSX为：VCSX=0.44·(3VFF)=0.44·(3K·Vin)式中K=R2/(R1R2)。只要选择适当的分压比，就可获得较理想的校正，使线路前馈递交恒定功率。确保了变换电源在电网电压波动幅度足够大时，其输出功率仍然维持恒定。4. 误差放大器与次级侧反馈模块：误差放大器在IC脚1（inv）上的反相输入电压信号，在初级反馈方案中，该电压来自辅助绕组产生的电

10、压，并通过电阻分压器取样提供。如电压前馈模块图中所示，IC脚1上的电压与内部2.5V的参考电压比较，以履行对变换器输出电压的调节。在次级反馈方案中，一般是利用TL431和光耦器组成从次级到初级侧的反馈环路，将输出电压波动信号取样并馈送到变换器初级侧。而在我们这次设计的开关电源中，直接利用电阻分压取得次级侧反馈电压，这样比较简单方便。另外，误差放大器输出（COMP）与反相输入（INV）之间连接的RC网络，用作控制环路补偿（R116，R119和C108）。5. 电流比较器、PWM闭锁与打嗝模式OCP模块：PWM比较器通过一个电流检测电阻（Rs源极电阻，在我们的电路里是R114和R115）获取一个电压信号，通过L6565脚CS输入到PWM比较器同相输入端，与线路电压前馈电路的输出进行比较，决定外部MOSFET关断时的精确时间。如果IC脚CS上的电压超过2V的门限，打嗝比较器则被起动，栅极驱动器截止。该条件的发生通常是由次级整流器或次级绕组短路引起，因此打嗝模式起过电流保护（OCP）作用。在打嗝模式下，将出现低频间歇运行。另外，PWM锁存功能避免噪音对MOSFET管误开关。 6. 栅极驱动器模块：L6565芯片带UVLO拉低的栅