单端反激ACDCDC电源设计

1、目录1设计要求22设计原理32.1高频开关电源的基本组成32.1.1开关电源的输入环节32.1.2功率变换电路42.1.3 控制及保护电路52.2单端反激电源基本原理72.2.1共同关系式72.2.2连续工作模式82.2.3不连续工作模式（含临界工作模式）83单端反激AC-DC-DC电源的设计93.1 整流环节设计93.2滤波环节设计123.2.1滤波原理123.2.2 RC滤波电路123.2.3 LC滤波电路133.2.4 滤波参数设计143.3 主电路设计16单端反激式开关电源电路的设计16反馈环设计164 模型仿真184.1 AC DC整流滤波电路仿真184.2开环系统仿真194.3 闭

2、环系统仿真225 小结25参考文献26单端反激AC-DC-DC电源（20V，10W）设计1 设计要求初始条件：设计一个AC-DC-DC电源，具体参数如下：三相交流输入220V/50Hz，输出直流电压20V,纹波系数<5%，功率10W。要求完成的主要任务: （1） 对AC-DC-DC 电源进行主电路设计；（2） 控制方案设计；（3） 给出具体滤波参数的设计过程；（4） 在MATLAB/Simulink搭建闭环系统仿真模型，进行系统仿真；（5） 分析仿真结果，验证设计方案的可行性。2 设计原理2.1高频开关电源基本组成高频开关电源主要由输入环节、功率变换电路以及控制驱动保护电路3大部分组成。

3、开关电源的输入环节1）输入浪涌电流和瞬态电压的抑制（1）输入浪涌电流抑制在合闸的瞬间，由于输入滤波电容的充电，在交流电源端会呈现非常低的阻抗，产生大的浪涌电流，为了将浪涌电流控制在安全范围内，根据高频开关电源功率的大小，一般采取以下两种方法：一种是限流电阻加开关，另一种是采用负温度系数热敏电阻的方法。n限流电阻加开关的方法，是将限流电阻串接于交流线路之中或整流桥之后的直流母线上，开关与限流电阻并联，当滤波电容充满电荷后，开关导通，短接电阻，因此可用晶闸管组成无触点开关。选择具有负温度系数的热敏电阻NTC取代上述电阻，就不需要开关。在合闸的瞬间NTC电阻的阻值很大，流过电流之后，温度上升，阻值迅

4、速变小，既可以限制浪涌电流，又可以保证输入环节在稳态工作时不消耗太大的功率。对于功率很小的开关电源，可以直接在线路中串接电阻限制浪涌电流。（2）输入瞬态电压抑制 通常是在交流线路间并联压敏电阻或者瞬态电压抑制二极管来抑制输入瞬态电压。瞬态电压抑制二极管简称TVS器件，当承受一个高能量的瞬时过压脉冲时，其工作阻抗能立即降至很低，允许大电流听过，并将电压钳制到预定水平，它的应用效果相当一个稳压管，但TVS能承受的瞬时脉冲功率可达上千瓦，其钳位响应时间仅为1ps。在脉冲时间10ms条件下，TVS允许的正向浪涌电流可达50A200A。双向TVS适用于交流电路，单向TVS用于直流电路2）线路滤波器 为防

5、止开关电源和电网相互干扰，应该在输入线路上加入滤波器。3）输入整流滤波高频开关电源输入不用工频变压器，直接对交流电进行整流滤波。目前国际上交流电网电压等级有两种：100v115V和230V，频率为50HZ或60HZ。整流滤波电路要适应交流电网电压的状况，现在很多开关电源都能适应通用电网电压的范围，即输入电压为85V265V。高频开关电源的输入整流电路一般采取桥式整流、电容滤波电路。2.1.2功率变换电路功率变换电路是开关电源的核心部分，针对整流以后不同的直流电压功率变换电路有多种拓扑结构，单端反激拓扑电路及主要工作波形如图所示。图2-1 反激变换器拓扑及工作波形2.1.3控制及保护电路开关电源

6、的主要控制方式是PWM。其中电压控制模式和峰值电流控制模式被广泛使用。1） PWM电压控制模式电压控制模式的原理如图2-3所示，它只有一个电压反馈环，误差放大器的输出与恒定的三角波相比较，通过脉冲宽度调制，得到要求的输出电压。单一回馈电压环使设计和调试比较容易；但是，当输入电压或负载突变时，要经过主电路的输出电容和电感L延时，以及电压误差放大器的延时，再传至PWM比较器调制脉宽，使输出电压变化，这几个延时是电压控制模式瞬时响应慢的主要因素。改善电压控制模式瞬态响应慢的一种有效方法是采用电压前馈模式控制PWM技术，原理图如图2-5所示。图2-3 电压模式控制原理图图2-4 电压前馈模式控制原理图

7、2） PWM峰值电流控制模式峰值电流控制模式简称为电流控制模式。主要用于能周期出现电流峰值的电路，电流控制模式原理如图2-5.图2-5电流控制模式原理图3） 开关电源的保护开关电源保护一般有过压、欠压、过流、过温及短路保护。根据功率和拓扑结构的不同，采用不同的传感器和方法，适时采集电压、电流、温度数据，与设定的给定值进行比较，如有超出，封锁PWM的脉冲输出，关断功率开关管，达到保护开关电源的目的。 2.2单端反激电源基本原理单端反激电源电路如图2-6所示。变压器PT既是一个变压器又是一个线性电感，T饱和导通时其等效阻抗近似为零，如果外加电压Ui恒定，流过绕组N1的电流i1线性增长，由于绕组N2

8、和N1是反极性的，二极管D截止，副边没有电流，导通器件的能量储存在初级电感里；当开关管截止时，副边绕组感应电势使二极管导通，通过输出电容和负载释放能量。根据副边绕组放电时间的不同，单端反激电源分为三种工作模式:不连续工作模式、临界工作模式和连续工作模式。图2-6 单端反激电源2.2.1 共同关系式（1）开关管T导通期间，流过饶梓N1的电流i1及磁通 均线性增长，设N1的电感量为L1，则流过N1的电流i1为 i1=UiLiTon=UiLiDT (2-1)式中T为开关周期，D为占空比。（2）在开关管T截止期间，流过绕组N2的电流i2及磁通均线性减小，设N2的电感量为L2，电流线性减小的时间是t，则

9、流过N2的电流i2减量为 i2=U0L2t (2-2) （3）在一个周期内磁通的增量等于磁通的减少量。+=-（4）开关管截止期间，N1上感应电压与电源电压Ui一起加载开关管T的CE结上，开关管T承受的电压为 UCE=Ui+U0N1N2 (2-3) 2.2.2 连续工作模式如果电流连续（含临界工作模式），t=Toff=1-DT ，输出电压的表达式为 U0 Ui=N2N1D1-D (2-4) I1（max）=U0I0UiD+U12L1DT (2-5)2.2.3 不连续工作模式（含临界工作模式）由于在T导通期间储存的能量Wi=L1I1（max）2/2 ,因此电源输入功率Pi为 Pi=WjT=12TL

10、1I1(max)2 (2-6)如果电流不连续（含临界工作模式），T导通的起始电流为0，则I1（max）=U1L1Ton ，假设电路没有损耗、转换效率=1 ，输入功率Pi应与输出功率P0 相等，设输出负载电阻为RL ，则有 P0=Ui2Ton22L1T=U02RL (2-7)从而可以得到不连续工作模式和临界工作模式输出电压的表达式为 U0=UiTonRL2L1T (2-8)从上式可以看出，在不连续工作模式和临界工作模式工作时，输出电压与输入电压和导通时间成正比；与负载电阻的平方根成正比，负载电阻越大，输出电压越高。3 单端反激AC DC DC电源的设计3.1整流环节设计在电容滤波的三相不可控整流

11、电路中，最常用的是三相桥式结构，电路及其理想波形如图3-1（a）和3-1（b）所示。图3-1 三相桥式整流电路结构及波形该电路中，当某一对二极管导通时，输出直流电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规律下降。       设二极管在距线电压过零点角处开始导通，并以二极管VD6和VD1开始导通的时刻为时间零点，则线电压为   Uab=U2sin(t+) (3-1)     而相电

12、压为      Ua=U2sin(t+-2) (3-2)     在t=0时，二极管VD6和VD1开始同时导通，直流侧电压等于Uab；下一次同时导通的一对管子是VD1和VD2，直流侧电压等于Uac。这两段导通过程之间的交替有两种情况，一种是在VD1和VD2同时导通之前VD6和VD1是关断的，交流侧向直流侧的充电电流id是断续的，如图1所示，另一种是VD1一直导通，交替时由VD6导通换相至VD2导通，id是连续的。介于二者之间的临界情况是，VD6和VD1同时导通的阶段与VD1和VD2在t=/3 恰

13、好衔接了起来，id恰好连续。由前面所述“电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在t+=2/3 恰的时刻“速度相等”恰好发生 ,可得       RC>3      这就是临界条件。RC > 和RC 分别是电流id 断续和连续的条件。图中给出了RC等于和小于 时的电流波形。对一个确定的装置来讲，通常只有R是可变的，它的大小反映了负载的轻重。因此可以说，在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是

14、连续的，分界点就是R= （C）。        RC > 时，交流侧电流和电压波形如图1所示，其中和的求取可仿照单相电路的方法。和确定之后，即可推导出交流侧线电流 ia 的表达式，在此基础上可对交流侧电流进行谐波分析。  以上分析的是理想的情况，未考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感。当考虑上述电感时，电路的工作情况发生变化,将电流波形与不考虑电感时的波形比较可知，有电感时电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。随着负

15、载的加重,电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。       2.主要数量关系       (1)输出电压平均值 空载时，输出电压平均值最大，为Ud=2.45U2 。随着负载加重，输出电压平均值减小，至 RC=3 进入id连续情况后，输出电压波形成为线电压的包络线，其平均值为Ud=2.34U2。可见，Ud在2.34U22.45U2之间变化。       与电容

16、滤波的单相桥式不可控整流电路相比，Ud的变化范围小得多，当负载加重到一定程度后，Ud就稳定在2.34U2不变了。        (2) 电流平均值 输出电流平均值IR为： IR=UdR  (3-3)  与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，因此： Id=IR       在一个电源周期中，id有6个波头，流过每一个二极管的是其中的两个波头，因此二极管电流平均值为Id的1/3，即：IVD=Id

17、/3=IR/3       (3) 二极管承受的电压 二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为6U23.2滤波环节设计3.2.1滤波原理整流电路的输出电压不是纯粹的直流，从示波器观察整流电路的输出，与直流相差很大，波形中含有较大的脉动成分，称为纹波。为获得比较理想的直流电压，需要利用具有储能作用的电抗性元件（如电容、电感）组成的滤波电路来滤除整流电路输出电压中的脉动成分以获得直流电压。常用的滤波电路有无源滤波和有源滤波两大类。无源滤波的主要形式有电容滤波、电感滤波和复式滤波(包括倒L型、LC滤波、LC型

18、滤波和RC型滤波等)。有源滤波的主要形式是有源RC滤波，也被称作电子滤波器。直流电中的脉动成分的大小用脉动系数来表示，此值越大，则滤波器的滤波效果越差。脉动系数(S)=输出电压交流分量的基波最大值输出电压的直流分量半波整流输出电压的脉动系数为S=157，全波整流和桥式整流的输出电压的脉动系数SO67。对于全波和桥式整流电路采用C型滤波电路后，其脉动系数S=1(4(RLCT-1)。(T为整流输出的直流脉动电压的周期。)3.2.2 RC滤波电路RC-型滤波电路，实质上是在电容滤波的基础上再加一级RC滤波电路组成的。如图1(B)RC滤波电路。若用S表示C1两端电压的脉动系数，则输出电压两端的脉动系数

19、S=(1/C2R)S。由分析可知，电阻R的作用是将残余的纹波电压降落在电阻两端，最后由C2再旁路掉。在值一定的情况下，R愈大，C2愈大，则脉动系数愈小，也就是滤波效果就越好。而R值增大时，电阻上的直流压降会增大，这样就增大了直流电源的内部损耗；若增大C2的电容量，又会增大电容器的体积和重量，实现起来也不现实。这种电路一般用于负载电流比较小的场合.3.2.3 LC滤波电路 根据电抗性元件对交、直流阻抗的不同，由电容C及电感L所组成的滤波电路的基本形式如图1所示。因为电容器C对直流开路，对交流阻抗小，所以C并联在负载两端。电感器L对直流阻抗小，对交流阻抗大，因此L应与负载串联。并联的电容器C在输入

20、电压升高时，给电容器充电，可把部分能量存储在电容器中。而当输入电压降低时，电容两端电压以指数规律放电，就可以把存储的能量释放出来。经过滤波电路向负载放电，负载上得到的输出电压就比较平滑，起到了平波作用。若采用电感滤波，当输入电压增高时，与负载串联的电感L中的电流增加，因此电感L将存储部分磁场能量，当电流减小时，又将能量释放出来，使负载电流变得平滑，因此，电感L也有平波作用。图3-2 LC电感滤波电路利用储能元件电感器L的电流不能突变的特点，在整流电路的负载回路中串联一个电感，使输出电流波形较为平滑。因为电感对直流的阻抗小，交流的阻抗大，因此能够得到较好的滤波效果而直流损失小。电感滤波缺点是体积

21、大,成本高.电感滤波的波形图如图3-3所示。根据电感的特点，当输出电流发生变化时，L中将感应出一个反电势，使整流管的导电角增大，其方向将阻止电流发生变化。图3-3 电感滤波波形图3.2.4滤波参数设计(1)滤波参数设计整流电路采用三相桥式不控整流，交流电源为220V,50HZ。输出平均整流电压 Ud=2.34U2=2.34×220=514.8 V (3-4)不考虑换相重叠角及直流电流连续情况下，不可控整流电路输出的直流电压采用傅立叶级数形式可表示为：ud=Udn=6k2Uncosnt (k=1,2,3,) =1.35U2l(1+2cos6t5×7-2cos12t11

22、5;13+2cos18t17×19- ） (3-5) 式中U2l为交流侧线电压有效值直流侧电流id可采用直流电压表达式与LCR电路的阻抗计算获得： id=UdR+n=6k2UncosntZn (3-6)式中 Zn为LCR电路的n次谐波阻抗考虑滤波电容C对6次及6次以上频率谐波的阻抗远小于R，Zn仅与LC的阻抗相关，即 Zn=j(XLn-XCn),则： id=UdR+n=6k2UnsinntnL-1/nC (3-7)由式（1）、（2）可以看出整流电压ud中的谐波电压Un随着频率的增加而迅速减小,而滤波电路的阻抗Zn迅速增加，因而id中的主要谐波成份为6次谐波,12次谐波仅为6次谐波的1

23、2%以下,18次谐波仅为6次谐波的3.6%。因此可以忽略12次及12次以上的谐波分量,同时令X6=6L-1/6C,这样式（2）可简化为id=UdR+n=6k2U6sin6t6L-1/6C =1.35R+7.71×10-2sin6tX6U2l (3-8) 由此可得电感电流峰值为： Idm=1.35R+7.71×10-2X6U2l (3-9)电容电流有效值为： Ic=5.45×10-2X6U2l (3-10)由直流侧电流最小值为零可确定直流侧电流连续条件为： X6R5.71×10-2 (3-11)并且要满足RC>3 可取R=15.5，C=0.0047u

24、F，L=1mH (2)二极管的选择二极管承受的最大反向电压为2U2=2202 V=311.1 V流过每个二极管的电流的有效值为 Ivt=Id2=10A (3-12)故晶闸管的额定电压为 UN =23×311.1=622.2933.3 V (3-13)晶闸管的额定电流为 IN=1.52×101.57=9.612.7 A (3-14)3.3主电路设计3.3.1单端反激式开关电源电路的设计电源框图如图3-4所示，三相交流输入先经过二极管的不控整流，再经过单端反激电源斩波得到20V直流电。图3-4 单端反激电源框图3.3.2反馈环设计单端反激电源及其PWM控制电路构成闭环系统，其原

25、理框图如图3-5所示。该PWM控制用的是电压控制模式。它只有一个电压反馈环，误差放大器的输出与恒定频率的三角波相比较，通过脉冲宽度调制，得到要求的输出电压。图3-5 反馈环设计框图设定参考电压为20V，与输出电压比较后得到比较值，再通过增益放大。最终得到可以控制的PWM波。由于单端反激电源开始工作初始时，输出无电压。因此，设定一个反馈初始时间，在初始时间前采用方波脉冲控制开关管，初试时间后切换为反馈控制开关管。反馈环设计图如下图所示：图3-6 反馈环设计图4 模型仿真4.1AC DC整流滤波电路的仿真 整流滤波电路设计如下图：图4-1 整流滤波电路设计图 参数如下：三相电源： 380V；滤波电

26、容：0.0047F；滤波电感：0.0001H；电阻：100。整流输出波形如下：图4-2三相整流滤波输出波形图 可见输出电压在514.8V附近上下波动，基本满足滤波要求。 4.2 开环系统的仿真开环系统MATLAB仿真模型如下图所示： 图4-3 单端反激电源开环系统仿真图其中参数设置如下：三相交流电源： 220V ,50HZ滤波电容C1：0.0047 F滤波电感L1：1mH电阻R1：100单端反激电源变压器:fn=10000HZ，变比：510/20 ；Rm(pu)=500，Lm(pu)=500单端反激电源部分负载 R2：40,C2：0.0002F开环系统输出电压波形如图4-4：图4-4 单端反激电源开环系统输出电压波形图输出电压局部放大图如图4-5所示：图4-5 单端反激电源开