三相逆变器控制算法详细设计报告

1、 目录1 - INTRODUCE61.1 - Background61.2 - Referenced documents61.2.1 - Internal documents61.2.2 - External documents62 - 系统主电路及控制框图73 - DQPLL设计83.1 - 锁相环控制模型83.2 - 控制器参数设计123.2.1 - C(s)、F(s)的设计123.2.2 - 全通滤波器A(S)设计144 - INV控制设计164.1 - 控制器模型164.2 - 控制器参数设计174.2.1 - 电流内环参数设计184.2.2 - 电压外环参数设计194.2.3 - 仿

2、真结果215 - BOOST控制设计245.1 - TL-BOOST特性分析245.2 - 控制器设计265.2.1 - 电流环设计285.2.2 - 电压环设计295.3 - 仿真结果306 - 孤岛检测316.1 - 孤岛效应316.2 - 电网模型特性316.3 - 孤岛检测原理326.4 - 相位扰动法336.5 - MATLAB仿真376.5.1 - 仿真1：386.5.2 - 仿真2：396.5.3 - 仿真3：416.6 - 多机并网情况下孤岛检测416.6.1 - 双机仿真1：436.6.2 - 双机仿真2：466.6.3 - 双机仿真3：487 - MPPT设计507.1 -

3、 MPPT的功能507.2 - 扰动观察法507.3 - 改进的扰动观察法517.4 - MPPT 放在BOOST前面MATLAB仿真：517.4.1 - 仿真1：517.4.2 - 仿真2：527.4.3 - 仿真3：537.4.4 - 仿真4：537.4.5 - 仿真4：547.4.6 - 小结547.5 - 再改进：547.5.1 - 仿真1547.5.2 - 仿真2557.5.3 - 仿真3567.5.4 - 仿真4561 - 系统主电路及控制框图图2-1 主电路图图2-2系统框图设计规格输入电压：430900VDC；输出电压：400VAC；功率等级：50KW；开关频率：8kHz；输出

4、频率：50/60Hz。2 - DQPLL设计2.1 - 锁相环控制模型在理想情况下，三项市电的相电压可表示为： （3-1）三项相电压由abc静止坐标系到复平面坐标系的转换关系为： （3-2）复平面坐标系再到dq同步旋转坐标系下的坐标变换关系为： （3-3）其中，上式（3-3）中的同步旋转坐标系变换用到的即为市电锁相角。将(3-1),(3-2)代入(3-3)，可以计算出同步旋转坐标系下的电压分量为： (3-4)从(3-4)式可以看出，旋转坐标系下的电压分量可以反映出市电真实相位角和锁相角之间的误差信息，因此，通过求取旋转坐标系下的向量和，就可以间接知道市电相角与锁相角之间的误差信息，经控制其C(

5、s) 后得到频率调节量，然后与标称频率叠加经积分得到锁相角。标称频率作为前馈控制量其作用是提高调节速率，缩小控制调节量的变换范围。这样利用图3-1所示的闭环控制，就可以达到锁相的目的。图3-1 闭环锁相控制框图利用3-4式中的关系式，如果很小，可以将图1所示的锁相控制回路在平衡点处线性化后简化为图2所示的控制模型框图。这样，所想系统就是一个典型的线性控制问题，通过设计合理的控制器C（s）就可以获得期望的锁相性能。图3-2 简化后的锁相控制框图图3-2所示的控制回路闭环传函为： （3-5）从式（3-5）可以看出，若设计控制器C（s）为简单的比例控制，则闭环系统是稳定的惯性环节，对于理想的阶跃输入

6、，系统没有稳态误差。然而，由于控制器本身不含积分作用，回路中的积分量是因为频率与角度之间的积分关系产生的，所以若在积分环节之前存在常值干扰，则控制器无法消除干扰所产生的稳态误差。另外，采用比例控制，闭环控制回路为一阶系统，其在高频干扰抑制方面以及动态特性的调整上也不如二阶系统好。所以为了提高控制性能，控制器C(s)一般多设计成比例积分PI型调节器，其表达式如下： （3-6）将式(3-6)代入(3-5)中，整理后可以得到闭环系统传递函数的标准形式为： (3-7)其中，。对于式(3-7)所示的闭环系统，其特性由PI控制器的参数Kp和Ki所决定，目的是要兼顾系统跟踪市电相位角的速度与抑制谐波及噪声干

7、扰能力。对于上述系统的PI参数选择，有很多标准方法可以直接应用，最为简单有效的设计原则是将系统的阻尼比设计在，并根据闭环系统的带宽要求确定自然频率。对于带宽的选择，这里主要取决于系统抑制市电谐波及噪声干扰的需要。过高的系统带宽会降低系统的稳定裕度，并有可能导致系统不稳定。在实际情况下，市电并非理想的三相平衡正弦电压，受到电网上非线性负载干扰因素的影响，市电电压上通常都含有大量的谐波成份。并且三相电压还会有不平衡现象以及因采样不准导致的电压偏移等问题，这些因素都会使前面提到的锁相方法的性能受到很大影响。对于市电上的高次谐波影响，一般可以通过降低闭环系统的设计带宽，增加滤波器来解决。对于市电的不平

8、衡性以及电压偏移等问题导致的低次谐波影响，通过降低系统带宽来抑制低次谐波就会使系统的响应速度变得非常迟钝，无法满足相位角的动态跟踪要求，可采用基于正序分量（Positive Sequence Component）提取的解决思路。 图3-3是基于正序分量提取的改进型闭环锁相控制框图，与图3-1所示的基本形闭环锁相控制框图相比，该锁相方法增加了正序分量提取环节，另外，为了更好地抑制市电电压谐波对锁相精度的影响，控制回路中还加入了一级具有低通滤波特性的补偿器F(s)。图3-3 基于正序分量提取的改进型闭环锁相控制框图对于具有不平衡性的三相市电相电压，其正序分量的提取计算公式如下： （3-8）其中，或

9、为了方便计算，可将式（3-8） 重新整理如下： （3-9）上式中的j可以理解为90度相移，它可以通过全通滤波器(All pass filter)来实现。一阶全通滤波器的传递函数形式为： （3-10）全通滤波器的分子与分母为共轭向量，模值为1，因此输入信号经全通滤波器后幅值保持不变，但相位随频率不同而产生不同的相移。对于式 ( 3-10) 的一阶全通滤波器，其相位随频率从0°变到-180°。2.2 - 控制器参数设计对于图3-3所示的闭环锁相系统，需要设计的补偿器有C(s)、F(s)以及全通滤波器A(s)。在这里，由于要考虑低通滤波器F(s)对系统闭环控制特性的影响，所以采用

10、简单的频率域校正法设计控制参数。下面以相电压为220（RMS），频率为60Hz的三相市电为例来设计闭环锁相控制系统的具体参数。2.2.1 - C(s)、F(s)的设计根据图2，若C(s)为式6所示的PI控制器，则在不加入滤波器F(s)前的系统开环传函为： （3-11）其中，。 显然，式（3-11）在高频处的幅值衰减斜率为-20db/dec，而一般好的控制系统都希望在高频处有至少-40db/dec的衰减斜率，这样有利于提高系统抑制高频干扰的能力。为了使设计的控制器不过于复杂，这里将F(s)设计成一阶低通滤波器，也就是说，开环系统将增加一个极点，这样，系统的幅频特性曲线在高频处的衰减斜率就变成了-

11、40db/dec。增加低通滤波器后的系统开环传递函数为： （3-12）其中，为低通滤波器F(s)的截止频率。针对一个控制系统，在设计参数前必须明确具体的设计目标。在这里，初步希望闭环系统的超调量不大于20%，闭环截止角频率大约在60Hz（377rad/s）处。由于式(3-12)是典型的最小相位系统，其幅频和相频特性曲线大致形状如图3-4所示，所以下面采用基本的频率域校正原则来确定控制参数。图3-4 典型系统的频率特性曲线首先，根据 （3-13）将20% 超调量的时域指标近似换算成频率域指标，阻尼系数为0.46。再根据公式 （3-14）求得相角裕度48.5°，这里为了增加裕度，取，谐振

12、峰值Mr可由 （3-15）或Mr=1/sinr求得。由相角裕度可以求出开环频率曲线在中频区的宽度为： （3-16）如果基于闭环谐振峰值最小这一原则设计控制器，也就使说将闭环谐振峰值放在相角裕度最大的位置，则可以确定： ， （3-17）最后还需要确定的参数是Kp。由于上述系统中，闭环截止角频率与开环截止角频率很接近，所以根据设计要求可以取，且在截止角频率处有： (3-18 )结合式(11)中增益K的表达式可以得到： （3-19）基于以上方法设计出的控制参数具体值为：Kp=1.16，Ti=0.0113，2=665rad/s（同样的方法算出在50Hz的截止频率时Kp=1.01，Ti=0.0135，2

13、=554rad/s）。根据式（3-12）所示传函以及计算所得参数得到的 波特图3-5：图3-5 波特图为了消除系统“爬行”现象，需要将1增大，即让1更接近截止频率c，这样调整后的系统相角裕度又会减小，导致超调量的增大，因此还需要使2远离截止频率c来增加相角裕度。最终调整后的参数值为Ti=0.0082，2=942rad/s。2.2.2 - 全通滤波器A(S)设计全通滤波器A（s）的作用是产生90度的相移，对于式 (3-10) 所示的一阶全通滤波器，其模值恒等于1，其相角为： （3-20）所以设计在50Hz频率处产生90°相移的全通滤波器为： (3-21)在60Hz频率处产生90

14、6;相移的全通滤波器为： (3-22)在正序分量提取过程中没有对市电电压上的谐波进行抑制，但考虑到闭环控制回路本身就具有低通特性，对高次谐波已经具有抑制能力。该方法最主要的缺点是全通滤波器对市电频率变换没有自适应能力，因此在市电频率偏离基准频率是不能产生准确的90°相移。仿真显示，在47.5Hz和51.5Hz两个边界值时，最大相位移不到2°，功率因数在0.999以上，这个误差还是完全可以接受的。3 - INV控制设计3.1 - 控制器模型逆变部分(INV) 完成对并网电压电流的控制，通过控制并网电流继而控制电压。采用电压电流双环控制，电压外环负责维持稳定的直流BUS电压；电

15、流内环的控制是系统的关键，利用它来控制并网电流的幅值和频率。本部分描述逆变电路的建模和双环控制器的设计。图4-1 INV结构图 (4-1)将d轴定义在输出电压矢量方向，根据 (4-2)进行坐标变换，可推导出 (4-3)忽略，把它当作扰动量，认为瞬时电流完全由BUS电容提供，将BUS电容电压作为常量来处理，对上式做拉氏变换： (4-4)对、解偶后可以分别进行控制；期望为0，以消除无功分量；上式变为 (4-5)可作为电压电流双环控制模型中电压外环的传递函数。为消除耦合效应，对d、q轴电流环路进行解耦控制，解耦后的矩阵表达式为： (4-6)对上式进行拉氏变换： (4-7)市电d、q分量和作为扰动要进

16、行前馈补偿，据此得出d、q轴电流内环传递函数表达式： （4-8）INV模块可示意为：图4-2 INV模型3.2 - 控制器参数设计INV采用电压电流双环控制策略，电压外环控制的目的是控制逆变器的直流母线电压，稳定的直流电压可以减少对网侧交流电流的干扰，提高电能的质量，也利于功率器件的耐压保护。电流内环分别对d、q、0轴电流回路进行控制。D轴通道控制有功功率输出，Q轴通道控制无功功率输出，0通道负责0序电流分量，以控制BUS充放电平衡。在电压外环中，以为被控制对象，程序里需要乘以这个系数进行补偿，在电压电流控制回路中加入低通滤波器。控制环路如图4-3示：图4-3 控制器模型3.2.1 - 电流内

17、环参数设计控制器采用PI，开环传递函数为：其中。设计控制目标为闭环系统的超调量不超过20%，闭环截止频率在1.5KHz处，按照高阶系统中时域和频域指标之间的换算关系，中频带宽度求得为7.5，可以求得参数值： rad/s=9420*2/8.5=2216 rad/s =9420*15/8.5=16623 rad/s 在截止频率处有L取1.2，可计算得9420*1.2*=11.311.3*2216=25040电感内阻取0.5，可得如图4-4所示Bode图：图4-4 电流环波特图3.2.2 - 电压外环参数设计加入低通滤波器F(s)后，系统的传递函数形式为其中为F(s)的截止频率，闭环截止频率设计为电

18、流环截止频率的1/10，即150Hz（942rad/sec），超调量不超过20%，取中频带宽度为11，电容取3900/2uf，设计出的控制参数为：= 942*1.950e-3=1.84 = 6.369e-3= 942/6*1.84=289= 1727图4-5 电压环波特图当闭环截止频率设计为电流环截止频率的1/10，即150Hz（942rad/sec）;当闭环截止频率设计为电流环截止频率的1/5, 即300Hz（1884rad/sec），超调量不超过20%，取中频带宽度为11，电容取2*5600 uf，设计出的控制参数为：= 942*5.6e-3= 5.3= 942/6 = 157= 5.3*

19、157 = 832= 942*22/12 = 1727图4-5-2 电压环波特图3.2.3 - 仿真结果BOOST和INV开关频率分别设为12KHz和8KHz.首先锁相环开始工作，在0.01s处BOOST开始工作，BOOST输出接两个25KW假负载，0.02s处开始启动INV并卸掉一个假负载，0.025s处卸掉第二个假负载，0.03s处开始启动MPPT。输入电压参考值为500V，BUS电压参考值750V。BUS电压如图5-9, 正负BUS电压如图4-6, 并网电流如图4-7。图4-6 正负BUS电压图4-7 逆变输出电流从图5-9以及图4-7可看出，电压环路控制器和电流环控制器能较稳定地控制B

20、US电压和并网电流，但是由于正负BUS的不平衡，并网电流的THDi值高达6以上，需要做BUS差环控制。对BUS差进行补偿控制后，BUS差 减小了一半以上，控制在12V左右的范围里，THDi 下降到THDi=3.8。正负BUS电压以及输出电流波形如图4-8和图4-9所示：图4-8 加入BUS差环控制后的正负BUS电压图4-9 加入BUS差环控制后的逆变输出电流4 - BOOST控制设计4.1 - TL-BOOST特性分析BOOST DC-DC变换电路完成最大功率跟踪（MPPT）或BUS稳压控制。MPPT放在此环节时，系统通过MPPT寻找出光伏阵列最大功率点，给出控制信号，再通过侦测对PV电压，即

21、BOOST输入电压做闭环控制，同时对BOOST电感电流做反馈控制。图5-1 三电平BOOST拓扑其中-PV输出电流；-PV输出电压；-正负BUS电压和；-经过电感的电流；、-BOOST电感值；-BUS电容值。对三电平输出BOOST电路，在正负bus负载一致的情况下需要生成两路占空比一致的交错PWM波，以交错使正负bus充放电，在PV电压高于450V，BUS电压控制在低于900V时，双管工作占空比在0.5以下，典型的PWM波形如下图示。图5-2 PWM驱动波形以及变化关系BOOST电路有4种工作阶段（状态）：状态a：上管导通，给BUS-充电，电感电流上升。图5-3（a） BOOST电路工作状态意

22、图状态b：两管都不导通，给BUS+以及BUS-充电，电感放电。图5-3（b） BOOST电路工作状态意图状态c：上管导通，给BUS+充电，电感电流上升。图5-3（c） BOOST电路工作状态意图状态d与状态b完全一样。在一个开关周期里，输入输出电压传递函数与占空比的关系满足4.2 - 控制器设计在我们的系统中，MPPT算法放在BOOST中实现，BOOST控制PV电压，BUS电压由INV控制。 BOOST直接控制输入PV电压时，以输入电容电压和电感电流为状态变量，这时候描述电路的状态空间方程如下：阶段1（0），上管导通，这时状态方程为： （5-1）阶段2（），双管都不导通，这时状态方程为： （5

23、-2）阶段3（0.5），与阶段1类似；阶段4（），与阶段2类似；列出状态空间平均模型： （5-3）对上式做拉氏变换： （5-4）于是可以看出、及占空比之间的关系。以为扰动量，得出电压外环传递函数： (5-5)以为扰动量，则电流内环表达式为 (5-6)控制对象模型可表示为图5-4 控制对象模型MPPT模块计算出BOOST电路输入电压的参考值Vref，外环为电压环，使BOOST输入电压跟踪MPPT的输出Vref，并给出电流内环BOOST输入电流的参考值；电流内环希望通过实时采样的反馈控制占空比的变化。希望扰动量对系统产生的干扰能被抑制，故在控制中采用前馈补偿策略，对和所产生的影响进行补偿，建立的控

24、制框图如图5-5示：图5-5 BOOST控制框图在电流内环中，按照上图对控制对象ed/2Ls进行控制器设计，也可以以1/2Ls为被控对象，在程序里对ed进行补偿，这样做的好处是当BUS电压控制目标改变时，只需要调整ed为相应的值，而不需要对控制器本身进行改动。为防止误差信号突变对电路的影响，控制回路中还加入了一级LPF特性的补偿器F(S)。最终得到的控制框图如图5-6，下面根据控制框图分别对电流内环和电压外环的控制器进行具体设计。图5-6 调整后的BOOST控制框图4.2.1 - 电流环设计在设计时，根据一般的工程经验，来确定控制指标。其中电流环的截止频率采用1.5KHz，中频带宽度h对控制系

25、统的动态品质起决定作用，h越大超调量越小，但h过大会使扰动作用下的恢复时间延长；h小则超调量大，动态性能下降；综合考虑下，可选择h=511。电流环会影响到直流电压的跟踪能力和功率变化时的抗干扰能力。在系统中采用常规PI控制校正方法。在未加低通滤波器F(S)前电流内环控制回路的开环传递函数表达式： (5-7)其中，令，并加入截止频率的低通滤波器后，系统的传函形式为： (5-8)此传函形式与INV电压外环传函形式一致，同理可得 = 9420*2*225e-6= 4.2=4.2/(4.5*e-4)= 9.2e3= 2200= 16624图5-7 电流环波特图4.2.2 - 电压环设计为了方便控制器的

26、设计，将电流环看作单位1，电压外环的控制器闭环截止频率设计为电流环截止频率的1/3，即500Hz（3140rad/s），超调量不超过30%。采用与上类似的设计方法，选择PI调节器作为系统校正的方式。控制回路的开环传递函数表达式： （5-9）其中，令，系统的传函形式为： （5-10）采用与电流环一样的计算方法，其中中频带宽h取9，设计出的参数：= 3140/5= 628= 1.6e-3=3140*(550/2)*e-6= 0.87=0.87/(1.6*e-3)= 543图5-8 电压环波特图4.3 - 仿真结果首先锁相环开始工作，在0.01s处BOOST开始工作，BOOST输出接两个25KW假负

27、载，0.02s处开始启动INV并卸掉一个假负载，0.025s处卸掉第二个假负载，0.03s处开始启动MPPT。输入电压参考值为500V，BUS电压参考值750V。图5-9中4个波形分别为PV电压参考值，PV电压实际值，BUS电压参考值，BUS电压实际值。BOOST控制器能较好地跟踪PV电压参考值。图5-9 BOOST输入输出电压5 - 孤岛检测5.1 - 孤岛效应孤岛效应是指并网型逆变器在电网断电时仍继续对电网供电的状态。太阳能供电系统而言，在孤岛现象发生时，由于其失去电力网络电压作为参考信号；所以电力转换器的输出电压、电流及频率将出现不稳定的情况；若未及时将其切离系统，会造成某些敏感性负载受

28、到损害。另外，由于此分布式系统仍然持续独立供电给负载，也可能造成维修人员触电的危险。孤岛现象的侦测是很有必要的。5.2 - 电网模型特性太阳能逆变器并网连接示意图如图6-1所示：图6-1图6-1中，RLC为电网的等效模型。正常运行时，电网公共连接点（PCC）处的允许偏差应满足相关标准的电压、频率范围。当光伏系统电网接口处电压超出规定范围时，逆变器应在规定时间内动作，将光伏系统与电网断开。对于图示的RLC并联负载，频率特性如下：其中，为系统的谐振频率；系统的品质因数：负载的有功功率：电感的无功功率：电容的无功功率：可以发现品质因数Qf是反应负载特性的一个重要指标。Qf越大，系统工作在谐振频率的能

29、力越强，就越难偏离谐振频率。电网的实际负载一般都是感性的，因此常在电网上并联电容来补偿无功功率，如果补偿电容大小合适，则整个电网负载的谐振频率恰好为市电频率，且电感和电容上的无功功率大小相等，这时电网的功率因数为1，品质因数为：，假如去除补偿电容，电网的功率因数为：因此品质因数与功率因数之间的关系为：当Q大于2.5时，功率因数PF小于0.37，因此一般认为电网实际负载的品质因数Q不会超过2.5。5.3 - 孤岛检测原理孤岛检测方法通常分为两类：被动式检测和主动式检测。因为发生孤岛效应时，逆变器 输出的幅值频率会发生改变，所以只要检测到逆变器输出幅值和频率的改变，就可以检测到孤岛发生与否，这种方

30、法一般称为被动式检测。但是这种方法存在一个缺点，即当电网中的负载正好与逆变器输出接近匹配时，负载端的电压及频率变化量很小，被动式的检测方法就会失效。这种方法的NDZ(Non-Detection Zone)较大。为此，设计考虑的主要是在电网的等效负载正好与逆变器输出匹配或接近匹配时的情况。主动式检测法的思想是在逆变器的控制信号中加入很小的电压，频率或相位扰动信号，然后检测逆变器的输出。当逆变器与电网相连则扰动信号的作用很小；而当孤岛发生时扰动信号的作用就会显现出来，当输出变化超过规定的门限值就能预报孤岛的发生。电压扰动法：会因为电网电压幅值的小变动使逆变器减小其功率输出，从而偏离最大功率点。频率

31、（相位）扰动法：检测准确、输出电能质量高、瞬态反应快、正反馈放大了电网的小变化，可能对电网产生微小影响，对弱电网可能导致不稳定。一般电压允许波动的范围相对频率较大，通过扰动使其偏离规定范围会相对较慢，所以这里采用相位扰动法来进行检测。5.4 - 相位扰动法根据检测频率f偏移电网中心频率fo的大小来改变逆变器输出电流和负载端电压间的相位差，当电网频率稳定时，相位差固定。而当电网断开时，若此时的相位差、频率f与RLC的相频特性不一致，频率f便会发生偏移，频率f偏离中心频率越远，扰动相位差会跟着越大，频率又会继续偏移，从而达到加速效果。在dq坐标系当中，假定有功分量被定在d轴上，而无功分量被定在q轴

32、上由于最终空间矢量是由d轴分量和q轴分量二者合成的，改变无功分量q，就会改变合成空间矢量与d轴的夹角。由于dq坐标是参考正序电压而来，即有功电压是落在d轴上，因此改变逆变器输出电流的无功分量就会改变电流矢量与正序有功电压的夹角，如图6-2所示qdq图6-2dq坐标下，电压与电流的相位差，所以控制、的比例就可以控制逆变器输出电压电流相位差。当产生孤岛时，可以根据f对进行扰动使其发生如下正反馈：f 因为一般情况下，逆变器只输出有功功率，即原本是设为零的，所以这里说的扰动量便为。根据仿真，扰动公式取如下：扰动公式中，0.2为比例系数，50为电网中心频率。比例系数越大，越容易检测出孤岛，但对电网正常工

33、作时的影响也越大，会降低功率因数；比例系数太小，会导致孤岛检测时间变长，甚至检测不出孤岛存在。从式中可看出，频率偏移越大，也越大，从而达到加速频率f的偏移，快速检出孤岛的存在。并联RLC的相频特性和扰动相频特性如图6-3所示：图6-3图6-3中：黄线为谐振频率为51.5Hz，Q值为2.5的并联RLC的相频特性， 蓝线为谐振频率为47.5Hz，Q值为2.5的并联RLC的相频特性，红线为扰动相频特性，图6-3中RLC的相频曲线与扰动相频曲线的交点意义：当频率为fx，扰动的相位差恰好和RLC特性在fx处的相位差一致时，fx将不会偏移，扰动会失败，这样可能会导致检测不出孤岛的存在。另外，若一直采用扰动

34、公式进行不间断扰动，那么当电网经常偏离中心频率较远的正常范围工作时，如f=48Hz，则此时，功率因数，由此可见功率因数会大打折扣。针对上面第一种情况，可通过判断频率在当前扰动下经过一个周期是否有变化，若基本无变化，就加大扰动量，使其偏移稳定点。为了避免第二种情况，可通过小扰动和频率的小变化来进行孤岛预判断。结合仿真，得具体孤岛检测程序流程图如下：频率、电压是否已超出范围是频率、电压是否已超出范围断开电网、停止逆变输出是每隔3个周期进行一次正、反偏置扰动否否开始频率是否连续三个周期都按照扰动方向偏移频率是否按照扰动方向偏移启用加速扰动扰动过程中频率是否变化是是否是否否加大扰动频率是否变化否连续进

35、行正、反偏置扰动图6-4正、反偏置扰动的大小根据仿真取：，对应的相位差为：，即并网正常工作时，逆变器的输出功率因数为：。这里扰动量若取值太大会影响功率因数，太小可能会检测不到扰动产生的变化。为了尽量减小扰动对系统正常运行时的影响，扰动量采用逐渐增加或减少的方式，即一个周期让扰动量从递减到，接着的一个周期让扰动量从递增到，每隔3个周期进行一次这样的扰动。加速扰动即：判断频率是否偏移的门限值的确定：若原频率为50Hz，由扰动后的频率改变：，考虑一定的余量，门限值取：。5.5 - MATLAB仿真图6-5 MATLAB仿真模型图6-5中，绿色块为孤岛检测模块，主要采用MATLAB中的S-functi

36、on块，按照图6-4的程序流程图用C语言编写。5.5.1 - 仿真1：Inverter输出功率：P=50kW，电网负载为并联RLC模型： Qf=2.5，R=3.2, L=4.07mH, C=2490uF，电网频率fo=50Hz。电网在0.1S处掉电，孤岛检测模块从0.15S开始加入扰动，超出正常频率范围判断条件为：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：观察孤岛检测算法在电网负载参数与Inverter刚好匹配，Q值大于2情况下的孤岛检测能力。图6-6图6-6中信号自上而下分别为：孤岛检测指示信号（1表示未检测到孤岛，0表示检测到了孤岛）；Inverter输出端电压频率f从图6-6中

37、可看出，在0.10.15S之间，虽然电网已经掉电，但由于负载与Inverter刚好匹配，所以频率f几乎无改变。在0.15S处加入扰动后，由于没了电网的稳定，频率f明显改变，进入加速扰动程序后，很快便检出了孤岛的存在。5.5.2 - 仿真2：电网负载为并联RLC模型： Qf=2.5，R=3.2, L=4.07mH, C=2490uF，电网频率fo=50Hz。孤岛检测模块从0.15S开始加入扰动，电网频率在0.2S处从47.6Hz跳变到51.4Hz。目的：观察在电网频率波动的情况下，由于加入扰动而产生的影响。图6-7从图6-7看出，在电网频率出现一个较大的阶跃跳变时，检测频率f出现的超调导致了误判

38、认为是超出了规定频率范围。针对这个情况可以通过判断持续超出频率范围的时间来确认是否真的超出范围，由仿真图6-7得：如果51.5Hz<f<51.7持续时间大于0.01S，或在0.01S内频率大于51.7Hz的，都认为是超出了频率范围。图6-8 Inverter a相电压电流波形（黄色电压、红色电流）图6-9 电压、电流过零点局部放大由图6-8、6-9可见，逆变器输出电压、电流相位基本保持一致，通过图6-9看出，电压、电流相位差约0.1mS，即。孤岛检测方法并没有因电网波动而对电网造成很大的影响。5.5.3 - 仿真3：电网负载为纯电阻模型： R=3.2，电网频率fo=50Hz。孤岛检

39、测模块从0.15S开始加入扰动。目的：观察在电网正常工作的情况下，由于加入扰动而产生的谐波量。图6-10从图6-10中可看出，没加扰动时，Inverter输出电流，加入扰动后产生的THD均小于2%，满足的小于3%规定。5.6 - 多机并网情况下孤岛检测考虑多机并网运行的情况，必须统一扰动的偏移方向，否则会可能出现扰动相互抵消的局面，造成扰动失败，检测不出孤岛的存在。前面所用的加速偏移扰动公式：，因为都是参考了与电网连接点处的频率，所以这个扰动的偏移方向是统一的，这里需要统一的是进行孤岛预判断时所采用的小扰动。由扰动由于逆变器abc三相输出与电网ABC三相是一一对应连接，那么所有并网的逆变器都以

40、电网的A相电压作为参考进行统一扰动，则进行孤岛预判断的小扰动统一为：式中，是由PLL锁相而来的dq变换坐标系参考信号，它与电网A相正序电压是同频同相。孤岛预判断的扰动采用不间断方式进行，这样一来，扰动量成正弦变化，由此产生的THD相对较小。孤岛预判断成立的条件为：连续三个与扰动方向一致（即在波峰、波谷检测超过设定的门限值），则换用加速扰动公式进行扰动。 之所以先采用小扰动进行预判断再采用加速频率偏移扰动的目的主要是：尽量减小扰动对电网的影响，同时又避免误判。则孤岛检测的程序流程图如下所示：频率、电压是否已超出范围是频率、电压是否已超出范围断开电网、停止逆变输出是否否开始频率是否连续三个半周期都

41、按照扰动方向偏移启用加速扰动扰动过程中频率是否变化是是否否加大扰动频率是否变化否不间断小扰动图 51 检测流程图 52 双机并网孤岛检测MATLAB仿真5.6.1 - 双机仿真1：Inverter输出功率：P=50kW，电网负载为并联RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，电网频率fo=50Hz。Inverter1孤岛检测模块从0.15S开始加入扰动，Inverter2孤岛检测模块从0.13S开始加入扰动，电网在0.2S处掉电，超出正常频率范围判断条件为：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：观察孤岛检测算法在电网负载参数与Inverte

42、r刚好匹配情况下两机并网时的孤岛检测能力。图 53 Inverter1 频率变化量（角频率）与扰动量图 54Inverter1孤岛检测指示信号（1未检测到孤岛，0检测到孤岛）与检测频率图 55Inverter2 频率变化量（角频率）与扰动量图 56Inverter2孤岛检测指示信号（1未检测到孤岛，0检测到孤岛）与检测频率图 57 Inverter2 THD从以上仿真可看出，虽然两台机器并网的时间不一样，但都参考了a相电压作扰动，所以扰动方向是一致的，不会发生相互抵消的情况。同时由于孤岛预判断进行的扰动是正弦变化，所以由扰动产生的谐波并不大。5.6.2 - 双机仿真2：Inverter输出功率

43、：P=50kW，电网负载为并联RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，电网频率fo=50Hz。Inverter1孤岛检测模块从0.15S开始加入扰动，Inverter2孤岛检测模块从0.13S开始加入扰动，电网0.15S0.3S之间加入谐波，电网在0.25S处掉电，超出正常频率范围判断条件为：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：观察孤岛检测算法在电网有较大谐波存在、电网负载参数与Inverter刚好匹配情况下两机并网时的孤岛检测能力以及扰动对电网的影响。图 58 Inverter2 a相电压电流波形（黄色电压、红色电流）图 59 Inv

44、erter2 THD由此仿真可知，扰动主要参考来自PLL，对来自谐波的干扰并不敏感，没有造成孤岛误判。5.6.3 - 双机仿真3：Inverter输出功率：P=50kW，电网负载为并联RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，电网频率fo=50Hz。Inverter1孤岛检测模块从0.14S开始加入扰动，Inverter2孤岛检测模块从0.13S开始加入扰动，电网0.16S0.3S之间加入谐波，电网在0.25S处掉电，超出正常频率范围判断条件为：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：观察孤岛检测算法在电网有较大谐波存在、电网负载参数与Inv

45、erter刚好匹配情况下两机并网时的孤岛检测能力以及扰动对电网的影响。图 510 Inverter1 频率变化量（角频率）与扰动量图 511Inverter1孤岛检测指示信号（1未检测到孤岛，0检测到孤岛）与检测频率6 - MPPT设计6.1 - MPPT的功能外界的环境因素(光照、温度)，通常是不断变化的和无法人为去改变的，光伏阵列的输出特性也随之变化，为了实现光伏发电系统的功率输出最大化，需要对光伏电池的输出最大功率点进行跟踪。目前实现最大功率点跟踪的方法很多，如恒定电压法，扰动观察法，增量导纳法等。基于我公司前期对MPPT算法的研究分析的结论，这里采用扰动观察法来实现最大功率点跟踪。6.

46、2 - 扰动观察法通过对PV阵列输出电压施加扰动，并检测其后的功率变化方向，来决定下一步的控制信号。主要思路流程图如图 71所示：图 61优点：可靠性较高；算法简单，容易实现；对传感器精度要求不高。缺点：只能在MPP附近振荡运行，导致一定功率损失；跟踪步长对跟踪精度和响应速度无法兼顾；在特定的情况下会判断错误。6.3 - 改进的扰动观察法改进后变步长扰动观察法程序流程图：图 62采用变步长的思路主要为：当同一步长连续三次引起功率变化量大d_P超出设定的功率PSet，则步长变为原来的2倍；当功率变化量d_P由大于PSet变为小于PSet时，则把步长变为原来的1/2倍；当abs(d_P)<P

47、Set时，只要d_P>0，则采用最小步长VstepMin（或-VstepMin）进行微调，直到d_P<0，则停止改变pv参考电压Vref，即Vstep=0。当Vstep=0时，即电池稳定于认为的最大功率点处，但光照有可能是在缓慢变化且_P小于设定的门限abs(d_P)<PSet，此时，最大功率点已漂移，为了能跟踪变化，所以通过Sum_P=Sum_P+d_P来累积功率变化量，一旦累积超过设定值PSet，则进行微调。6.4 - MPPT 放在BOOST前面MATLAB仿真：采用上述扰动观察法进行MPPT仿真，MPPT 放在BOOST前面，控制PV电压。PSet=P/2500，VstepMin=1V6.4.1 - 仿真1：光照度R=1000，温度T=25，电池板并联数N=23，串联数M=29，当PV参考电压从400以1V为步长增加到600V，仿真波形如图 73；最大功率点局部放大得仿真波形如图 74：图 63图 64图中信号分别为：功率/100（黄色），PV端实际电压（蓝色），PV参考电压（紫色）。由于PV电压和PV参考电压基本重合，所以图中看起来只有PV端实际电压。从图1、图2中可看出，在前面所说条件下，PV的最大功率点位于PV电压约502V处