外文翻译-李壮

1、北京化工大学毕业设计（外文翻译）PWM驱动器的控制策略TREVOR L. GRANT, MEMBER, IEEE, THOMAS H. BARTON, FELLOW, IEEE测控1102 李 壮 2011014387摘要大多数脉冲宽度调制(PWM)驱动操作在三种不同的模式：较低速度的纯PWM,较高速度的纯六步和中间速度的quasi-PWM。纯PWM阶段可以在恒频、同步的载体上运行。quasi-PWM过渡阶段,由于操作的最小停留时间要保护系统,必须同步。对于信号而言，传输的阶段就显得很重要。在这种情况下,建议将载波信号频率比是3的奇倍数。在传输阶段，如果能做到这样，当信号为零时，载体和信号有着

2、异号的斜率。简介变速驱动器利用交流电动机变频。我们遇到的源自逆变器的三相交流越来越频繁。变频器用于此处目的,除了调节频率与所需的速度一样外,也调节电压。它或多或少的接近于这个频率，来时以器件内的通量密度维持在正常操作的值。在适度的速度范围内，要实现两到三个要求中的一个，只需要一个简单的六步逆变器和变压直流电源,就可以满足要求。然而，由于要求不高或是极低的速度操作，速度范围变得很大，这三个要求也变得很难实现。首先,电源电压变得低到影响逆变器的换向能力。第二,六步波形的谐波与基本波交互产生低频力矩，导致其以非常低的速度不规则旋转。第三, 电压控制回路这个事实就包含了一个实质性的滞后，这个滞后是由于

3、直流电源与逆变器之间的低通滤波器稳定地以低速运行造成的。所有这三个问题可以通过使用脉冲宽度调制(PWM)来解决。电源电压和它的交换能力都保持不变。谐波产生在变频器载波频率附近，由此产生的高频力矩在低通机械方面呈现无害的特点。逆变器电压调节功能可以执行时，它也可以以相同的速度影响频率控制。然而,这一系列问题的解决又带来其他的麻烦。第一是因为必要的大功率逆变器的频率近似范围仅限于250 - 1000赫兹。调制的载波,为了达到所说的120赫兹的输出频率,这个频率对应于双普通电动机的速度,带来了不想见到的低谐波频率。传统的六步逆变器,产生这样的频率当然没有问题,且第一个有效谐波是逆变器的频率的五倍,这

4、应该被高度认可。其次,直流电源的利用率差,交流输出电压的有效值被限制在直流电压的大约70%。在现实中,由于逆变器的限制,我们将调用最小停留时间,最大有效值电压明显低于理想值,约57%的直流电压。相比之下,六步操作可以产生一个有效的交流电压，它大约是直流电压的90%,达到了59%的更好的利用率。自换向在提高电压和提高速度方面不是问题。因为高速运行时传动稳定性能更容易满足了。将低速的纯PWM和高速的纯六步的优点与从一个系统到另一个系统时的过渡阶段以中等速度结合起来是非常有利的。负载特性经常遇到,它从低速条件下的恒转矩需求转变成到高速的恒功率要求,这就使得这样一个混合动力系统更具吸引力,因为直流电压

5、可以左不变甚至可以六步操作。这样一个驱动要求控制策略,使得不同阶段的操作都收益，而且不需要花特别大的代价或者不必要的妥协。这些策略已经被许多作家审查。大多数人只在PWM阶段进行考虑，但Kliman和Plunkett 的贡献尤其全面,其中涵盖所有三个阶段的操作: PWM、六步和两者之间的过渡。在这里，像Kliman and Plunkett一样，除了额外的见解，我们将介绍完整的一系列操作，以及最近被描述的贝塞尔逼近PWM波形。PWM阶段 PWM波形的一般考虑参数表明,信号和载波同步,他们的频率之间的关系是3的奇数倍。贝塞尔逼近已被证明有一个精度优于0.1%的信号载波频率的范围，这表明这样的推理是

6、基于恐惧且毫无根据的。图1：脉冲宽度调制波的频谱与500赫兹载波频率,35赫兹信号频率,调制指数为0.8。Spectrumzl PWM波形的频率 贝塞尔逼近表明PWM频谱由基本的信号频率和高频率成分，它集中在载波频率及其谐波的中心。图1展示了一个典型的波谱。组件的振幅的信号频率与调制指数成正比。集中在载波频率的带和载波频率的奇数倍组成上下边带相等的振幅，甚至被信号频率的倍数所取代。甚至载波频率的谐波有零振幅，这些集中于此的带拥有被信号频率的倍数所取代的上下边带组件。谐波的振幅随着带中心频率的上升和带中心距离的增加而迅速减少。带的宽度随着调制指数的增大而变宽。图1,画出的是调制指数为0.8时的频

7、谱,表示的是一最坏的一种情况。次谐波信号的频率和直流组件是完全无关的,远低于0.1%的梳刷的振幅。作为一个说明性的例子，我们可以考虑在500赫兹调制载波信号和35赫兹信号频率时，调制指数为0.8。振幅如图1中所示。这个组件在35赫兹的振幅是直流电源电压的80%。集中于500赫兹的带在500赫兹有一种组分,振幅为直流0.8181 V,和边带组件50070赫兹时,振幅为直流0.2198 V,在为500 140赫兹时,振幅为直流0.0077 V。其他组带的振幅可以忽略不计。集中于1000赫兹的带没有组件。当边带组件为100035赫兹时，振幅为直流0.3144 V, 为1000105赫兹时，振幅直流0

8、.1395 V，为1000175赫兹时，振幅0.01 17V。更远的边带组件可以忽略不计。临近的边带成分由于载波信号频率的比例减少,较低边带组分中的一个边带与较高边带组分中下面的立即带相接近。在我们之前的例子中，如果信号频率上升到55.56 Hz,即九分之一的传输频率，fc+4fs 组分和2fc-5fs 组分有着相同的频率，即1.444fc。然后两个组件矢量相加。由于这两个组件都非常小，结果不是很明显，有着非常低的比率，如5：1。结果已经被宣布并且给出了一个随机性的光谱，这就使得其基本顺序被掩盖。对称分量考虑到时间的起始，载体与它是零的阶段相联系，信号的与它是的阶段有关。然后当Hfc为J时，光

9、谱分量的相位Jfs远离带的中心。H是任意的非0的正整数，而J是任意非0的整数,无论正或负。普通载体的三相调制产生的三相系列组谱的阶段角度有J、J(-120)、J（-240）。如果我们让K为任意非0正整数，那么 当J=3K时，组件形成零序制度，而且是在三线负载，没有产生电流； 当J=3K-2或 -（3K-1）时，组件形成正序制度，而且是在电动机的气隙，产生一个以Hfc+Jfs 频率向前运转的字段。 当J=3K -1或 -（3K-2）时，组件形成负序制度，而且是在电动机的气隙，产生一个以Hfc+Jfs 频率向前运转的字段。任意一带组件序列的顺序如图2所示。图2获得的序列在图1表示。图2：由三相逆变

10、器带组件生成的序列。Z表示零序,P代表正序,N表示负序。拍频扭矩 正如之前所说，零序列对机器没有任何影响。正序组件成分生产运转扭矩，而负序成分产生制动力矩。由于转子阻抗高频率的谐波成分很大而且高度综合,这是因为组件都很小,组件的转矩与振幅的平方成正比, Kliman和Plunkett已经证明这些扭矩相对来说不是很重要。相比之下, 相同序列的交互组件,有着稍微不同的频率，这种频率产生交流差频,值得关注。与基本域相比，由于它的规模庞大，我们应该高度关注。第一个交互的利益，而且是最重要的，只在基本与组件之间，而且也是正序列的。如果频率比fc/ fs接近3:1，两个旋转段的速度接近同步，而且转矩频率和

11、振幅的差异可以产生大约25%的额定扭矩。这显然不是在实际生产中想要发生的结果，因为频率比永远不可能达到如此低的3;1的比值。类似的研究表明，第一个较高的边带的组件与相邻的第一个较低的边带组件之间的交互也仅仅只在频率比为3:1的时候发生。比如，都是负相序的fc+2fs与2fc-fs之间的交互，只有当两个频率接近达到要求，即fc3fs时，才有意义。如果上升到更高的频率比就要求我们考虑都是正相序的fc+4fs与2fc-5fs组件之间的交互。这发生在频率比率接近9:1的时候。稍后我们将看到,这种规模的比例是可能发生的，我们接下来就必须考虑扭矩的大小，而且要将最基本的振幅，即直流0.8 V作为参考。Fc

12、 + 4 fs的大小是0.0077 Vdc, 而2 fc-fs组件的大小是0.0127 Vdc。因而最好的情况就是，不考虑转子阻抗的影响，与最基本的0.82相比，相互作用转矩有着0.0077* 0.0127的幅度，不到0.015%的运转扭矩。 显然，由于转子的高阻抗及高旋转磁场频率时的高度集中性，实际的转矩将大大小于这微不足道的总数。因此，我们得出的结论就是，拍频转矩在实际系统中并不重要。PWM阶段策略 我们已经说过，纯PWM阶段的同步操作并没有什么优势。波形频谱的内容并没有得到改善，摆动力矩的产生也并不是问题。因此,我们建议,在这一阶段,逆变器在恒定频率下操作，直到频率比fc/fs已经降低到

13、同步可取的水平。我们可以这样认为，这一比率的值是不同的。因为我们稍后注意到, 首选的比率是9:1 ，6:1时作为另一种可能的选择。我们可以考虑这样一个例子，驱动要求零到120赫兹的频率范围时，要求恒转矩为60赫兹,而且过渡恒功率约为90赫兹。我们将假定逆变器在540赫兹时最大调制指数为0.8。直流电压将被设置为电动机的额定电压，调制频率为0.8,调制指数为60赫兹。因为所有调制频率低于60赫兹的逆变器要工作在540赫兹。信号频率为60赫兹的频率比率将会固定在9:1，rms输出电压是0.57 vdc，而六步操作的过渡将会开始。图3：脉冲宽度调制的过渡阶段。载波信号频率比9:1,调制指数为1.5。

14、上部分显示了三角载波和正弦信号相交时逆变器的开关瞬间。下一部分显示了quasi-PWM波形。过渡阶段在过渡阶段，上述调制指数将结合起来，图3中省略了PWM波形的一些片段。这就是在九分之一的载波调制信号频率时，调制指数为1.5。定义的开关瞬间是相交的正弦波和三角波。转换周期三角波对应顶点时，有2到3个会丢失。信号相位的影响研究资料表明，PWM开关周期取决于频率比和信号之间的相位关系和载体。图3的情况下，切换周期对应顶点2和3时，忽略了调制指数。超过1.0642，而且切换周期顶点对应1和4时，调制指数超过2.0也被忽略了。在这个时候，六步操作的过渡就完成了。如果三角波的相位倒置,PWM开关周期中每

15、半个周期从4增加到5。当调制指数超过1.0时，忽略了3号。当指数超过1.3054时，2和4被忽略了,最后指数超过5.7588时，1和5被忽略了。显然,与不太重要的PWM阶段相比，相对于载波的阶段信号就显得很重要。正如我们刚刚看到的如何将过渡阶段的宽度从1.0642到2.0的调制指数范围变为从1.0到5.7588。显然,所有的三角波,如图3中的信号波是有被定好的,无论调制指数的值如何。而当三角波倒置时，情况并非如此。这在图4中体现出来了。图4表示了当调制指数为5.5时，这个区域附近的零波信号。如果两个波的交叉点没有定好，任何的噪声波都会使输出波形产生显著的波动。图4：当调制指数为5.5，载体和信

16、号在同向时相交。 图3中的相位关系是首选的补充，因为它大大降低了被要求的调制指数的最大值，而且它提供了最大调制指数附近良好的切换点。这样的情况只能在频率是奇数时才会发生。最小停留时间逆变器的变换只占用很少的时间，通常要求为100S 。一旦第一个转换指令给出，第二个指令在它执行期间不能给出，因为有直流供电运行短路的风险。当调制指数方法统一下来，就必须防止PWM逆变器开关周期将小于最小停留时间。否则将导致Kliman 和Plunkett所说的情况发生，即输出电压不连续。六步操作当调制指数足够大的逆变器到达过渡阶段，输出电压是我们所熟悉的六步波形。负载相电压的频谱包含所有的奇次谐波。基本的振幅是直流

17、电源电压的64%，谐波振幅是直流电源电压的64/n%，n指的是谐波的序号。调制指数和相位的影响调制指数的影响和光谱中信号输出电压的相角如图5所示。它显示了基本振幅,第三,第五,第七、第九次谐波调制指数和相位角的函数。调制指数涵盖范围为0-6，相角覆盖范围如图3表示，为0相角，由其补充表示，为180相角4。三次谐波中，第三和第九，被完整的包括，虽然它们的三线荷载作用被抑制。图5：调制指数和载波相位对逆变器基波和谐波的影响。该图是绘制的是频率比为9:1时的情况，零相角对应于图3的情况,180相角对应于倒置的载体。(a)基波，(b)第三次谐波，(c)第五谐波，(d)第七次谐波，(e)第九谐波。在该图

18、绘制的情况下，逆变器的最小停留时间为100S，载波频率900赫兹，信号频率为100赫兹。这些数据适用于其他载波频率。如果频率比率仍为9:1，停顿时间随着反向频率的不同而变化。也就是说，它也适用于最小停留时间为180s,载波频率为500赫兹,信号频率为55.55赫兹的情况。首先来看基波，图5（a）所示,此时=0。我们看到,PWM阶段,即电压与调制指数成正比的阶段，持续调制指数略高于0.8。此时，第一个最小停留时间出现，对应图3中2和3的顶点。当Mi = 1.0642时，最低保护不再需要，并且不连续面A产生。Mi的值接近2.0时，需要最低保护时间，对应图3中1和4的顶点。当Mi=2.0且不连续面B

19、产生时，也就再也不需要。现在来看阶段规模的底部，对应于图3中的导致三角波，我们可以计算三个不连续面C,D,E,三角波对应顶点3、2和4、1和5。由于从第一阶段到第二阶段的改变，我们可以看到，不连续面A和B都分割成两个小的不连续面，变成四个小尺寸的不连续面。最后，其中的两个合并，变成三个不连续的面C、D、E。图5(b)所示,正如我们所料, 在PWM阶段没有第三次谐波。在过渡阶段谐波振幅最后增加到基波的三分之一。最小停留时间不连续是显而易见的，与所指出的基波的特征相似。图5(c)显示的是在PWM阶段五分之零的谐波。这是fc- 4 fs 组件, 精确的计算表明,当 调制指数为0.87时, 它实际上有一个为基波0.96%的振幅，且几乎没有一个明显的特征图。最终,在过渡阶段的最后,谐