具有ZVS的DC_DC升压变换器分析与毕业设计

1、- 49 - / 54摘 要随着当今社会主要能源的日益枯竭，太阳能光伏发电越来越受到重视。其良好的优越性对于经济生态环境和社会稳定发展有着重要意义。随着电力电子技术高频化的发展趋势，升压DC-DC变换器在两极式光伏发电系统中的应用得到了不断的发展和完善。对比几种基本的升压变换器发现，正激升压变换器更为可靠。同时针对传统的正激变换器的典型缺陷，对其进行了拓扑改进，加入“交错并联”和LCD缓冲网络两种特殊结构，并运用新型移相控制技术，提出了具有缓冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器。本文首先对其结构中的LCD无损缓冲网络、新型移相控制技术进行分析，详细研究了十二个理论工作模态，然后设计了以TM

2、S320F2812为控制中心的硬件实验样机平台，完成了主电路参数设计、器件选型、外围电路分析与设计。最后通过PSpice软件仿真和实验样机硬件调试双重验证了文中改进型升压变换器理论分析的正确性，也证明了具有缓冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器的可行性与可靠性。关键词：光伏发电；升压变换器；零电压；LCD缓冲网络；移相控制AbstractIn today's society, solar photovoltaic power generation is receiving more and moreattentionas the major energy is exhausting

3、. Its advantages make significant contribution to ecological environment and social stability. With high frequency trend of the development of power electronics technology, bipolar boost DC-DC converter in the photovoltaic power generation system has constantly development and improvement.Compared w

4、ith several basic boost converter, forward boost converter is more reliable. Simultaneously, for the typical defects of the traditional boost converter, its topology is improved. Two special structures of “staggered parallel” and LCD snubber network are added and new phase-shifting control technolog

5、y is applied. Therefore, a staggered-parallel dual switch of boost converter with snubber circuit for ZVS is put forward.First this article analyzed the structure of LCD lossless snubber network and new phase-shifting technology. And twelve theoretical operatingmodals is studied in detail. Then it d

6、esigned a prototype hardware platform based on TMS320F2812. Parameter design of main circuit, components selection, and peripheral circuits analysis and design is accomplished. Finally, Pspice simulation and experiment prototype hardware debugging double verified the correctness of the theoretical a

7、nalysis of the modified boost converter. The feasibility and reliability of the staggered-parallel dual switch of boost converter with snubber circuit for ZVS are proved.Keywords:photovoltaicpowergeneration, zero-voltage-switch, LCD snubber network, phase-shifting, boost converter目 录摘 要IAbstractII第1

8、章 绪 论11.1课题来源与研究的目的和意义11.2双管正激变换器国外研究现状31.3主要研究容与方案51.3.1改进型交错并联双管正激升压变换器主拓扑结构的确定51.3.2具有ZVS升压变换器主电路PSpice仿真验证61.3.3具有ZVS升压变换器总体结构设计61.3.4制作实验样机并完成相关功能验证7第2章 具有ZVS升压变换器工作原理82.1主拓扑结构的确定82.2工作模态分析92.3本章小结22第3章 具有ZVS升压变换器硬件电路的设计233.1实验样机整体系统设计233.2辅助电路的设计233.2.1驱动电路的设计233.2.2保护电路的设计243.2.3保护执行回路设计253.3

9、主电路的设计263.3.1高频变压器的设计263.3.2功率开关管与二极管的选择283.3.3其它元件的选取293.4控制电路设计293.5闭环控制设计293.6本章小结30第4章 软件仿真与参数校正324.1驱动信号模拟324.2主电路参数选定324.2.1变压器变比设定324.2.2功率开关管与二极管参数设定324.3主电路仿真324.3.1额定负载下的仿真波形334.3.2 ZVS的在变换器中的实现384.4本章小结39第5章 硬件制作与调试405.1实验样机的搭建405.2 实验波形分析415.3软开关的实现425.4变换器性能指标测试425.4.1电压调整率测试425.4.2输出电压

10、纹波测试425.4.3负载调整率测试435.4.4效率测试435.5本章小结44结 论45参考文献47致 49第1章 绪 论1.1课题来源与研究的目的和意义随着人类社会中煤、石油、天然气等主要能源的急剧消耗，人们越来越重视太阳能、风能等绿色能源的开发和利用。20世纪90年代，这些绿色可再生能源就已经在世界能源电力市场初露头角了。作为一种新能源技术，太阳能光伏发电扮演着绿色可再生能源中举足轻重的角色，很有发展前景。由于它不用铺设复杂的电力网络，也无需特定的地理条件，因而被公认是目前世界上最有前途的新能源技术之一，尤其在偏远地区、沿海岛屿等地域更能大显神威。对贫困或者资源匮乏地区的经济发展、环境保

11、护和社会和谐有十分重要的作用1。按照与电力系统的关系，光伏（太阳能）发电系统分为两种：并网式光伏（太阳能）发电系统和独立式光伏（太阳能）发电系统。对于并网式光伏发电系统，根据系统结构的不同又可以分为两类：单级式、两级式。前者没有DC-DC环节，直接通过工频变压器与电网的连接实现逆变并网；而两级式光伏发电系统则由直流-直流升压环节和直流-交流逆变环节构成。并网逆变器需要200V700V的直流输入电压，而普通的光伏单体电池的电压等级较低。为了得到较高的输入电压，不得不把单级式并网发电系统中的多个单体电池串联，但是这样做的缺点显而易见，一旦某单元的电池失效，就会导致整个电池组瘫痪，并且由于环境、气候

12、等因素，输入电压的波动也会影响单级式并网逆变器的性能。单级式的发电结构还存在其他局限：无法实现输入输出间的隔离，无法获得较高的输入输出间的电压比和电流比，只能单路输出。上述单级结构的缺陷严重限制了光伏发电系统的发展。然而，高频化的电力电子技术正在飞速前进，升压DC-DC变换器也随之不断完善，因此两级式光伏发电系统在众多学者的关注下成为了新的研究热点2-4。图1-1两级式光伏发电系统示意图在图1-1所示的两级式光伏发电系统中，第一级直流升压变换器的性能将直接影响后一级逆变器的并网质量，因此能否实现DC-DC升压环节的高指标、高性能要求（如低纹波、低开关损耗、高效率与高功率密度等），将决定着光伏发

13、电技术的命运。众所周知，最常见的升压DC-DC变换器为传统的Boost变换器，它因操作便捷、拓扑简单等优点，使其在升压场合显身手。但在两级式光伏发电系统中，光伏电池阵列连接后的输出电压仍较低，需要加入一个高升压比的DC-DC环节才能满足后级逆变器的要求。对于传统Boost 变换器而言，为了提高升压比，必须增加开关管工作的占空比，使其尽量接近于1。但是在占空比接近1时，系统的效率很低，并且受制于实际的开关器件，进一步提升变换器的开关频率将会越来越困难。同时，在占空比不断增加的过程中，升压比不增反降的现象将直接影响后级逆变并网的质量。另外，从能量守恒的角度来看，如果升压变换器的输出功率增大，必然会

14、导致输入电流的增大，如果此时仍采用传统的单回路Boost 变换器实现升压，则会导致太阳能电池板的电流纹波很大，这将直接使光伏电池的使用寿命大大缩短5-8。同时，传统的Boost变换器不能有效实现前后级的电气隔离，这极可能给光伏发电系统引入潜在的危害。 (a) 反激变换器 (b) 正激变换器图1-2 常见升降压变换器基本拓扑正激变换器与反激变换器是除了传统Boost变换器以外最常见的两种升压变换器。对于图1-2 (a)所示的反激变换器，从输出端来看可等效成电流源，在每次功率管开通时向输出端传送一次能量，这就严格要求输出端不能开路。在两级式光伏（太阳能）发电系统中，其直流升压变换器输出端与后级逆变

15、器相连，一旦功率管出现同时关断（如死区、功率管损坏、保护动作等导致），则等效于反激变换器输出断路，会产生输出直流电压尖峰，很可能使某些元件甚至整个系统损坏。而图1-2 (b)所示的正激变换器，由于其电路结构简单，在中小功率场合应用广泛。但是，从正激变换器的拓扑结构以与工作模式得知，其变压器一次侧的电流只能单向流动，一旦开关管关断时变压器剩余的能量不能得到有效释放，变压器便会出现剩磁，这对变压器的利用率以与效率有着消极的影响。因此在传统正激变换器结构的基础上必须采用一定的磁复位手段，来辅助变压器完全磁复位。多数磁复位方法都有以下不足：变换器铁心单向磁化，效率低、利用率低，主功率管承受两倍的直流母

16、线电压等，只有有源箝位等少数几种磁复位方式可以解决上述问题9。针对传统Boost变换器、反激变换器、正激变换器的优缺点，本次课题研究决定基于正激变换器，对传统正激变换器拓扑结构进行改善，一方面避免传统Boost变换器与反激变换器中存在的缺陷，另一方面使得改善后的升压拓扑结构保留基本正激变换器既存的优势，同时解决传统正激变换器中存在的典型不足。最终，改进新型正激升压变换器的控制方法，并设计无源缓冲网络实现该变换器的ZVS软开关技术、降低变换器开关损耗10。本次课题研究期望设计一种适用于两级式光伏发电系统直流升压环节的变换器，使其具有低主开关管电压应力、高升压变比、低输入电流纹波系数、低输出电压纹

17、波系数的优势，同时，该变换器还拥有高工作效率、高功率密度、高功率等级等优点。这些优点必将为两级式光伏发电系统提供了可靠的直流电压变换，为第二级逆变环节输出高标准的直流电压，从而提高了光伏发电系统的整体性能指标并推动光伏发电新能源技术的发展。1.2双管正激变换器国外研究现状由于传统正激变换器的拓扑结构简洁、可靠的输入输出隔离、易于输出的多路化、对输入电压波动适应性强等优点，使其广泛应用在中小功率场合。但是，它有一个典型缺陷：必须采用附加的复位网络来实现变压器铁芯的磁复位，采用RCD或LCD缓冲等无源箝位技术可以实现此目的11，但是RCD的能量耗损，LCD的复杂都限制了其进一步的发展。为了解决无源

18、箝位技术存在的问题，在国外学者的共同努力下，提出了如图1-3所示的传统双管正激变换器。从图中可以看出，双管正激变换器的拓扑简单，并且缓冲网络无能量损耗，同时每个开关管的电压应力从两倍输入电压降为单倍输入电压，解决了单管正激变换器开关管高电压应力的缺点。虽然双管正激变换器拥有众多的优点，但是在实际的科研实验过程中，学者们发现双管正激变换器依然存在许多待解决的典型缺陷：输出电压电流纹波较大；变压器原副边存在电压过冲与震荡；大电流输入时变换器效率较低。图1-3 传统双管正激变换器针对输出电压电流纹波较大的问题，国外的学者们早在1997年之前就提出了如图1-4所示的“交错并联”结构，而以严仰光教授为代

19、表的国学者们则是从2002年左右才开始分析并运用交错并联的思想。这种交错并联结构采取两路完全一样的传统双管正激变换器并联于直流输入侧，仿真和实验结果都表明这种拓扑有下述优势：输入电流脉动频率翻倍，利于输入滤波器的微型设计；输出滤波电感上的电压脉动频率翻倍，利于输出滤波电感的微型设计；输出电压经整流后的等效占空比翻倍，利于驱动电路的设计，增加了变换器的响应速度12。图1-4 交错并联双管正激变换器为了实现更高效率的交错并联双管正激，1997年美国学者Kutkut最早提出将ZVS软开关技术融入到不含LCD缓冲网络的交错并联双管正激拓扑中，但是研究表明该拓扑结构并不容易实现ZVS，且存在较大的环流，

20、严重影响了变换器的效率。2003年我国航空航天大学的严仰光教授带领团队提出一种新型双路双管正激变换器，两路共用一个高频变压器，共用变压器原边的箝位二极管，但是该变换器输出不含滤波电感，不能实现输出稳压，这样就不利于光伏发电后级逆变环节的优化设计。在2005年，严仰光教授带领的课题组对自身原有的拓扑结构进行改造并且改善控制策略，一定程度上实现了不含LCD缓冲网络的交错并联双管正激变换器的ZVS开通，这也推动了交错并联双管正激变换器的进一步发展。国的学者Hyoung-Suk Kim等在2010年提出一种改进型拓扑结构，并且采用移相控制的方法实现了较为理想的ZVS，从而大大的降低了变换器中的开关损耗

21、13，这也为广大国外学者提供了新的思路，其拓扑结构如图1-5所示。图1-5 一种新型ZVS交错并联正激变换器2012年，印度学者K.Mahadevan等回归到传统双管正激变换器，对双管正激变换器的电磁噪声进行深入分析，发现了变换器中各处存在的寄生电容可能会严重影响变换器的性能，尤其会削弱传统双管正激变换器中低电磁噪声这个优势。K.Mahadevan带领的研究组通过将变压器副边改进为多路对称绕组，并通过特定的手段控制电路中存在的寄生电容的方法，最终有效地降低了寄生电容对双管正变换器电磁噪声的影响14。这一创新型拓扑必将为交错并联双管正激变换器的电磁噪声分析提供有效帮助，也为解决正激变换器中的电磁

22、噪声提供了新的思路，从而推动交错并联双管正激升压变换器的不断完善与改进。总之，不论是从国外还是国的研究现状来看，交错并联双管正激变换器的领域里面还是活跃着许多国外著名学者，这些学者都在不断地努力实现双管正激变换器的完善或创新，使其达到更高的性能标准从而实现其在光伏两级式发电系统以与其他应用领域（如航空电源、装甲车特种电源）中更高的可靠性。1.3主要研究容与方案1.3.1改进型交错并联双管正激升压变换器主拓扑结构的确定由于传统正激升压变换器的存在如下典型缺点：（1）输出电压电流纹波较大；（2）变压器原、副边存在电压过冲与震荡；（3）大电流输入时变换器效率较低。从解决传统正激升压变换器中存在的典型

23、缺陷入手改进其拓扑结构，最终确定具有ZVS的升压变换器。1.3.2具有ZVS升压变换器主电路PSpice仿真验证众所周知，由于PSpice仿真软件在收敛性、准确性和快速性上有着优良的表现，使其成为模拟电路仿真时最常用的仿真软件。因此，本次课题研究决定采用PSpice对文中提出的改进型升压DC-DC变换器主电路拓扑进行仿真，观测重要波形，并与理论分析波形和实验样机波形进行对比分析，初步验证该拓扑理论分析的正确性，并根据仿真结果对所选参数进行校正。1.3.3具有ZVS升压变换器总体结构设计（1）本次课题研究设计的变换器实验样机初步决定采用数字控制方式，控制核心采用美国德仪器公司（TI）生产的定点D

24、SP芯片TMS320F2812为控制芯片。由于DSP的驱动信号为3V输出的PWM信号，并且带载能力很弱，因此必须设计独立的驱动电路，以DSP输出信号作为输入信号，并且输出-5V15V的驱动信号。（2）由于本次设计的变换器是升压变换器，当电路需要达到一定的功率等级时，输入电路必然会很大，这就会给电路中的元器件带来潜在的危害，因此为了保证变换器的安全可靠性，输入过流保护电路的设计是非常必要的。（3）升压变换器对直流电压输出有着最直观的要求，同时因为本次课题研究基于两级式光伏发电系统，第一级DC-DC变换器的输出要作为第二级DC-AC逆变并网电路的输入，因此一旦直流环节输出过压，将对逆变环节造成严重

25、的影响，并在最终给整个发电系统带来难以预计的损坏。因此，直流升压环节亦应该拥有输出过压保护电路。（4）一旦输入过流保护与输出过压保护检测电流设计完成，保护电路执行环节的设计就应该紧随其后的开始了。初步决定采用软硬件的双重保护电路：保护信号给DSP芯片，当DSP芯片接到电路电压电流异常信号时输出控制动作，一方面封锁所有PWM驱动信号，另一方面控制断开串接在直流母线上的电磁继电器常闭触点，从而实现软硬件双重保护。（5）ZVS软开关技术可以降低甚至消除开关管的开关损耗，从而实现DC-DC变换器的高效率要求。查阅文献可知，对于交错并联双管正激变换器而言，实现ZVS最常用的方法是对开关管的PWM驱动信号

26、进行改进，采用特殊的控制方法并利用拓扑结构的特殊性来完成每个开关管的ZVS开通与关断。国目前使用最多的两种驱动方法均基于传统移相控制法，一种是在变压器二次侧增加谐振电感后使用传统移相控制，而另一种则是对移相控制稍作改变，即令同一组开关管同时关断但不同时开通。虽然前者操作简单并且不用改变控制策略，但是实验表明，变换器副边谐振电感会使得变换器存在占空比丢失，并且这种现象随谐振电感和负载的增大而愈发明显15。因此，本次课题研究将以同时关断但不同时开通的移相控制法为基础，通过对国外文献的查阅，将其改进来满足两级式光伏发电系统的特殊要求。1.3.4制作实验样机并完成相关功能验证根据主电路、控制电路、检测

27、电路和保护电路等的配置方案，在仿真验证无误的前提下，开始进行变换器原理样机的搭建。初步设定实验样机的技术指标如下：直流输入电压：12V（10V-14V）；额定输出电压：48V；额定输出电流：5A；电压调整率：<1%；电流调整率：<1%；纹波系数：<1%;开关频率：50kHz；变换器效率：>85%。完成样机制作之后，开始对实验样机进行调试，观察关键元器件上的电压电流波形，并将其与理论波形对比，验证理论分析的正确性。最终，测试并完善样机系统的性能指标，完成课题研究。第2章 具有ZVS升压变换器工作原理2.1主拓扑结构的确定（1）针对输出电压电流纹波较大这一缺陷，采用双路双管

28、正激变换器交错并联的拓扑结构予以解决，这种拓扑结构已经发展成熟，并广泛应用于中等功率场合。同时，为了充分利用变压器铁芯，提高变压器磁芯的利用率，决定令两路变换器共用一个高频变压器。另外，为了降低变压器的制作难度，舍弃变压器副边中心抽头，并将变压器副边改造为全桥整流的拓扑结构。同时，为了抑制DC-DC变换器输出整流桥的寄生震荡，经查阅相关文献资料，对变压器二次侧每个二极管加入RC缓冲电路。再次改造后的变换器拓扑结构如图2-1所示：图2-1 交错并联双管正激变换器（2） 对于变压器原边的电压过冲，尤其是开关管在关断瞬间由于变压器漏感所产生的尖峰电压，采用LCD无损缓冲电路来抑制16-19。融入了L

29、CD缓冲电路的双管正激交错并联升压变换器可以抑制的拓扑结构如图2-2所示：图2-2 采用LCD缓冲电路的改进型交错并联双管正激变换器（3）对于普通的硬开关，开通和关断的过程中会出现电压电流均不为零的重叠现象，因此会产生明显的开关损耗，而且电压和电流变化的速度很快，波形会出现明显的过冲，还会产生严重的开关噪声。随着人们对于变换器高效率与高功率密度的追求，零电压软开关技术的引入就是为了解决上述问题而引出的。通常情况下，零电压（ZVS）工作原理为，在开关过程中引入谐振，使开关在导通前电压先降为零，从而消除电流电压的重叠现象，同时，谐振过程也限制了开关过程中电压和电流的变化率，使得开关损耗和开关噪声得

30、到明显的减小，甚至消除20。近年来随着国外学者们的不断努力，双管正激变换器不易实现ZVS的问题正在逐渐被解决。通过查阅文献得知，对于交错并联双管正激变换器而言，电路中的ZVS通常是通过采用移相控制技术并利用开关管的结电容和变压器漏感的谐振实现开关管的零电压开关的。同时，变压器原边的LCD缓冲网络除了解决一次侧电压过冲这个问题外，还能够辅助储能从而促进这种变换器ZVS的实现，可谓一举两得21。最终确定的ZVS升压变换器如图2-3所示：图2-3 采用LCD缓冲电路的改进型ZVS升压DC-DC变换器2.2工作模态分析（1）电路中只用了LCD缓冲网络来实现软开关，而我们期望利用开关管的结电容和变压器漏

31、感的谐振实现开关管的零电压开关，因此我们必须选择结电容较大的开关管，这也是本次课题研究中功率管使用P.MOSFET的原因。最后，通过深入地原理分析与仿真验证，提出一种全新的移相控制策略20来驱动该改进型升压变换器，从而实现该变换器的软开关过程。图2-4 移相控制策略如图2-4所示，其中为移相角，调节移相角是调节输出电压的一种途径。Q1和Q3互补导通，Q2和Q4互补导通，Q1和Q3相对Q2和Q4移相工作，滞后Q2和Q4一定的相位，因此定义Q2和Q4为超前管，Q1和Q3为滞后管。该控制方法为每个开关管软开通和软关断过程争取了足够的时间。最终，结合上述移相控制后，本次课题研究确定的采用LCD缓冲电路

32、的ZVS交错并联双管正激升压变换器即为图2-3所示的拓扑结构。（2）采用LCD缓冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器工作模态分析：为了简化工作模态分析，在分析采用LCD缓冲电路的ZVS改进型交错并联双管正激升压DC-DC变换器的工作原理与工作模态之前，做如下假设：1）所有开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元器件；2）电容值Cds1=Cds2=Cds3=Cds4=Cds，Cr1=Cr2=Cr，电感值Lr1=Lr2=Lr，L1=L2，漏感值Llk1=Llk2=Llk；3）输出滤波电感足够大，可理想认为输出为一个恒流源Io；4）输出滤波电容足够大，当功率管工作占空比稳定不变，电路中任何元

33、器件参数不发生变化时可理想认为输出电压恒定不变为Vo；5）输入直流电压Vin理想恒定不变；6）变压器变比为K，且保持恒定不变；同时，为了方便叙述工作模态理论分析，作如下定义：1）变压器原边绕组L1存在的双管正激变换器为正激变换器1，原边绕组L2存在的双管正激变换器为正激变换器2；2）流入原边绕组L1同名端的电流方向为正方向，原边绕组L1同名端电位高于异名端电位时，称原边绕组L1上的电压为正；3）流入原边绕组L2异名端的电流方向为正方向，原边绕组L2异名端电位高于同名端电位时，称原边绕组L2上的电压为正；4）流出副边绕组L3同名端的电流方向为正方向，副边绕组L3同名端电位高于异名端电位时，称副边

34、绕组L3上的电压为正；图2-5 采用LCD缓冲电路的ZVS改进型交错并联双管正激变换器理论分析工作波形开关模态1t0，t1图2-6 工作模态1等效电路图工作模态1中，t0时刻之前，开关管Q1与Q2已经开通，变压器原边绕组L1在输入直流电压Vin作用下充电，变压器原边绕组L1的电流iL1线性增长。由于负载侧等效为电流源Io，则在t0时刻，电流iL3上升至Io，电流iL1上升至Io/K+Im，并且在t1时刻到来前保持恒定，其中Im为励磁电流。该模态中，由于变压器原边共用同一铁芯，因此此时原边绕组L2上的电压vL2(t)=-vL1(t)=-Vin，副边绕组L3上的电压vL3(t)=vL1(t)/K=

35、Vin/K，则vds3(t)=vds4(t)=Vin。开关模态2t1，t2图2-7 工作模态2等效电路图工作模态2中，t1时刻，超前管Q2关断，流过Q2的电流瞬间降为0。由于漏源结电容的作用，Q2两端电压vds2并不能瞬间变化，而是一个缓慢的上升过程，因此Q2的关断过程为近似的零电压（ZVS）关断。此模态中，D6与Cr1组成的支路在t1时刻导通，变换器1中变压器副边折算到原边的电流Io/K与变压器励磁电流Im共同作用给Q2的漏源结电容Cds2充电，给Cr1放电。同时，变换器2中，漏源结电容Cds3、Cds4、原边绕组L2、漏感Llk2、缓冲电容Cr2、缓冲电感Lr2通过Vin发生谐振，Cds3

36、、Cds4、L2、Llk2放电，Cr2、Lr2充电。t2时刻，变压器原边充放电过程完成，L1、L2上的电压下降到vL2(t2)=-vL1(t2)=0，Q3、Q4电压下降到vds3(t2)=vds4(t2)=Vin/2，Q2电压上升到vds2(t2)=Vin，副边绕组L3上的电压vL3降为0。(2-1) (2-2)(2-3)(2-4)(2-5)(2-6)并且，已知初始条件，并令时间坐标，同时忽略漏感影响。联立上述各式并利用终值条件即可求得时间t2=t2-t1=t2，即工作模态2的持续时间。求解各个电容电感上的电压电流瞬时值的问题变成求解二阶常系数非齐次线性微分方程的过程，同时，从等效电路不难发现

37、，在开关管Q2关断的瞬间，缓冲电容支路导通，Cr1并联工作于变压器原边绕组1的两侧，由于电容Cr1需要充放电过程，因此电压不能瞬变，所以原边绕组上的电压过冲问题将在缓冲电容Cr1的作用下被有效抑制，LCD缓冲电路发挥了其应有的作用。开关模态3t2，t3图2-8 工作模态3等效电路图工作模态3中，t2时刻，D6关断，D2开通，原边绕组1通过Q1与D2进行续流，原边绕组电压被箝位在vL2(t2)=-vL1(t2)=0，变换器2中，漏源结电容Cds3、Cds4、原边绕组L2、漏感Llk2、缓冲电容Cr2、缓冲电感Lr2继续通过Vin发生谐振。在此工作模态中，变压器副边可等效为L3与L串联，它们构成的

38、支路并联于一个直流电压源Vo上放电，则(2-7)由上式可知模态3过程中变压器副边电流线性下降，且根据模态2中电流iL1（t）的表达式，可以求得t2时刻iL1（t2）的值，再依据变压器原副边电流关系即可求得副边绕组电流，而当iL2（t）下降到0时，此模态结束，则根据式 (2-8)即可求得此模态持续时间，式中，t3亦可求得。同时，由于变换器2中谐振电路相对于Q3和Q4而言并不是完全对称的，因此当到达t3时刻时，与并不相等，但由于原边绕组2的电压被箝位于0，因此二者电压之和始终恒定为输入电压，即。开关模态4t3，t4图2-9 工作模态4等效电路图工作模态4中，t3时刻，原边绕组1电流下降到Im，即此

39、时的原边电流即为励磁电流，副边绕组电流下降到KIm，该模态在滞后管Q1关断时刻t4到来时结束。开关模态5t4，t5图2-10 工作模态5等效电路图t4时刻，滞后管Q1关断，原边变换器1 LCD缓冲电路中的D6与Cr1支路再次导通，并且并联于原边绕组L1两端，有效抑制原边绕组电压过冲，并且Q1关断前，流过Q1的电流已经提前降到励磁电流Im，相比于变压器正常工作电流而言是一个较小的数值，并且在Q1关断瞬间由于D6的导通，使得缓冲电容Cr1也并联于Q1两端，由于电容电压不能瞬变，Q1两端电压缓慢上升，因此Q1的关断过程是一个非常接近理想软开关状况的近似ZVS关断。在工作模态5中，原边变换器1的漏源结

40、电容Cds1、原边绕组L1、漏感Llk1、缓冲电容Cr1在励磁电流Im的作用下发生谐振，Cr1、Cds1被充电，原边绕组L1、漏感Llk1被放电。变换器2中，漏源结电容Cds3、Cds4、原边绕组L2、漏感Llk2、缓冲电容Cr2、缓冲电感Lr2通过Vin发生谐振， L2电压不断升高，而Cds3、Cds4放电，电压不断降低。同时，对于变压器副边，在副边绕组上产生的不断增加的反压将会使得整流桥的整流二极管DR2、DR4导通，副边电流iL3反向增加。该模态的持续时间计算方法同理于模态2，此处省略。开关模态6t5，t6图2-11 工作模态6等效电路图工作模态6中，t5时刻，原边绕组L2电压被箝位在，

41、则Q3、Q4漏源电压被箝位在，因此变换器2中的谐振将终止。原边绕组L1在续流二极管的作用下通过-Vin放电，励磁电流不断减小，变压器继续进行磁复位，副边绕组电流继续反向增大，当原边励磁电流降为0时，此模态结束。此模态持续时间可利用 (2-9)来求得，式中的可由模态5中计算推得的来计算得到。开关模态7t6，t7图2-12 工作模态7等效电路图工作模态7中，t6时刻，原边绕组L1励磁电流降为零，续流二极管D1与D2续流结束从而关断，原边绕组L1、L2上的电压本应降为0，但此时，由于副边绕组带压，并且恒定不变，因此原边绕组也将承压，从而导致原边两路变换器均发生谐振。具体而言，对于副边绕组，由于负载等

42、效为恒流源，因此电流iL3恒定不变，此时可知 (2-10)由于原边绕组电路中串接的电容Cds1、Cds2、Cds3、Cds4作用，因此VL1与VL2并不能瞬变，所以本模态就是一个原边绕组电压VL1、VL2经过Vin谐振到，同时，因为变换器1谐振电路相对于两个开关管不完全对称，因此t7时刻中两个漏源电压最终会不相等，但是满足条件。此模态的持续时间可由下式 (2-11)来近似求得，式中的可由模态5与模态6中求得。开关模态 8t7，t8图2-13 工作模态8等效电路图工作模态8中，t7时刻，变压器副边继续保持理想恒定续流工作，各元器件上的电压电流值均保持不变，则原边绕组电压、开关管漏源电压在谐振结束

43、后均被箝位在稳定不变的电压值上，且原边两路绕组电流也都将保持为零。t8时刻，变换器2中的超前管Q4导通，此模态结束。开关模态 9t8，t9图2-14 工作模态9状态1等效电路图图2-15 工作模态9状态2等效电路图工作模态9完成了变换器2中漏源结电容Cds4的放电以与Cds3的充电，因为这两个电容串联于同一支路，只能同时充电或放电，所以该模态实际上是由两个不同的工作状态组成，初始状态为Cds4放电，终止状态为Cds3充电，两个状态原边绕组L2均参与谐振。由于参与谐振充放电的电容电感元件参数值均为非常小的数值，因此本模态的时间非常短。t9时刻，Cds4、Cds3充放电过程完成，此时，受变压器副边

44、箝位，原边绕组L2上的电压在经过谐振后并不发生变化，依然为，并且流过原边绕组L2上的电流也降为0。模态9完成了超前管Q4的驱动作用，通过上述模态分析发现，该模态中除了流过开关管的谐振电流外并没有主电流流过，而这个谐振电流是非常小的，因此从实际意义上讲，开关管Q4并没有真正开通，它只是已经完全满足了提供电流通路的条件，并且开关管两端电压已经降为0。开关模态 10t9，t10图2-16 工作模态10等效电路图工作模态10的等效电路与工作模态8完全一样，因此工作机理也完全一样，只是在工作模态9中完成了Cds4的放电和Cds3的充电后，进入工作模态10时变换器2中Cds3和Cds4上的电压发生了变化，

45、其他元器件上的电压电流均保持不变。t10时刻，滞后管Q3开通，此工作模态结束。开关模态 11t10，t11图2-17 工作模态11等效电路图工作模态11中，t10时刻，开关管Q3导通，受寄生结电容的影响，Q3电压下降是个缓慢的过程。原边变换器2中，漏源结电容Cds3、原边绕组L2、漏感Llk2、缓冲电容Cr2、缓冲电感Lr2通过Vin发生谐振， L2电压不断升高，而Cds3放电，电压不断降低。由于原边绕组共用铁芯，受磁场耦合影响，原边绕组L1上电压也要反向增大，此时在原边变换器1中，漏源结电容Cds1、Cds2、原边绕组L1、漏感Llk1，也通过Vin发生谐振，Cds2、Cds2电压开始升高。

46、同时，对于变压器副边，在副边绕组上产生瞬时反压会超过整流输出侧电压，副边电流iL3开始反向增加。t11时刻有：，此时，模态11随变换器原边绕组谐振过程的结束而结束，并且在变换器2中将在下一时刻开始流过正向工作电流。开关模态 12t11，t12图2-18 工作模态12等效电路图在工作模态12中，t11时刻滞后管Q3开始完全导通，从模态11工作机理分析不难发现，受电路中谐振作用影响，流过Q3正向工作电流发生在Q3漏源电压降为0之后。同样，对于Q4而言，此时才是其真正开通的时刻，而在t11时刻到来前，Q4漏源电压已经提前降为0，因此在其开通过程中不存在任何开关损耗，所以Q4的开通过程实际上是一个完全

47、理想的ZVS开通过程。t11时刻之后，原边绕组L2在Vin作用下继续充电，副边绕组iL3电流在-Vin/K电压作用下也继续反向上升。此时原边绕组L1上的电压被箝位于-Vin，因此原边变换器1并不参与本工作模态。t12时刻，原边绕组L2上的电流上升至Io/K+Im，同时副边绕组L3上的电流上升至Io，此模态结束。t12时刻之后，整个采用LCD缓冲电路的ZVS改进型交错并联双管正激变换器进入下半个周期，下半周期工作原理与上班周期完全一样，此处不再赘述。2.3本章小结本章从传统正激变换器的几种典型缺陷入手，提出一种具有缓冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器的拓扑结构，同时为了实现变换器主开关管的

48、软开关技术，对传统的控制方法进行改善，提出新型的移相控制策略。为了分析这些拓扑改进、控制策略对正激变换器性能的提升，本章还对改进型变换器的工作模态进行了详细的研究。分析表明文中提出的改进型拓扑对输出电压、输入电流纹波、变压器原副边存在的电压过冲问题均有一定的改善，并且新型的移相控制策略也为变换器实现软开关技术、提高效率创造了条件，这些改善对于最终提升变换器的整体性能有着举足轻重的影响。第3章 具有ZVS升压变换器硬件电路的设计3.1实验样机整体系统设计根据技术要求对实验样机整体系统进行初步设计，如图3-1所示：图3-1采用LCD缓冲电路的ZCZVS交错并联双管正激升压变换器系统框图直流输入12

49、V电压给交错并联双管正激变换器，经过50kHz高频变压器变压，输出给全桥整流电路，经过整流滤波最终得到稳定的输出电压。变换器的控制信号由DSP产生，DSP控制信号输出给驱动电路，来产生功率开关管的驱动信号。在直流输出侧，检测电路检测输出电压，并将检测电压通过DSP的AD模块采样转换，返回给DSP，经DSP运算处理，改变输出控制信号进而调整驱动PWM 信号的脉宽，调节输出电压，使系统在负载和输入电压波动时保持稳定22-23。3.2辅助电路的设计3.2.1驱动电路的设计本文学习研究的双管正激交错并联变换器工作频率为50kHz，两个超前管和两个滞后管共需要4路驱动信号，数量较多，综上所述，选用自给电

50、源的脉冲变压器的驱动方式。最终，实验样机中驱动器采用落木源电子技术生产的MOSFET驱动器TX-KD101。以驱动器KD101用户手册给出的推荐电路为基础，结合本次双管正激变换电路的特点，给出改善后的驱动电路设计，如图3-2所示。图3-2 驱动电路图3.2.2保护电路的设计（1）输出过压保护检测回路图3-3输出过压保护检测电路输出过压保护电路工作原理：直流输出电压分压后经RP1电位器分压后输入比较器的反相输入端，与提前设定过压参考值进行比较，从而产生所需要的保护信号（低电平有效）。倘若输出过电压，U1A则会输出低电平HIGH-VOLTAGE有效保护信号。（2）输入过流检测保护回路设计图3-4

51、输入过流保护检测电路电流信号的检测电路使用了霍尔传感器，本次输入电流过流保护检测电路选用莱姆公司的霍尔电流传感器LTS 15-NP，其供电电源为+5V供电，测量围±48A，输出为电压信号。将霍尔传感器套在输入电流直流母线上，不但可以有效检测输入电流，同时还实现了主电路与控制电路的隔离。过流保护电路工作原理：由霍尔电流传感器输出电压信号，经过反相比例放大器进行电压放大，再通过反相器进行相位转换，保持输出与霍尔传感器输出电压的相位一致，然后输入下级的比较器与给定值进行比较。若输入过流，则比较器的反相输入端电压大于正相输入端电压，则输出低电平的HIGH-CURRENT有效信号。输入电流正常

52、时，正相输入端电压大于反相输入端电压，则过流控制信号HIGH-CURRENT保持在高电平无效状态。3.2.3保护执行回路设计保护执行回路设计如图3-5所示。由于保护信号均是低电平有效，由输入过流、输出过压保护信号经与门逻辑电路运算后分为两路执行电路。一路由反相器U2A和三极管Q3形成DSP输出PWM封锁电路，当有任一种保护信号低电平有效时，三极管Q3导通，将PDPINTA脚拉到低电平，DSP检测到该信号为低电平后封锁所有的PWM脉冲输出，从而保护主电路器件，实现软件保护。另一路由反相器U2B、三极管Q4、继电器U4等组成继电器动作电路，当任一种保护信号低电平有效时，三极管Q4导通，继电器线1脚

53、、16脚上电，继电器常闭触点断开（4脚、6脚），切断主电路。同时，三极管Q4集电极与射级之间并联的继电器常开触点闭合，三极管自锁，维持继电器线圈的得电状态，直到按下复位按钮，如此实现硬件保护。两路保护动作执行电路使得该保护电路具有双重保护，更加可靠。图3-5 保护执行动作电路3.3主电路的设计3.3.1高频变压器的设计高频变压器是整个开关变换器系统中的一个非常重要的组成部分，因为其承担了储能、电压变换以与电气隔离等作用，因此，高频变压器设计的好坏，关系到整个变换器性能。高频变压器与普通变压器的区别可归纳为：（1）变压器的工作频率可以达到几十千甚至几十万赫兹。能否满足高频工作要求以与铁芯中的高次

54、谐波，都是在确定铁芯材料与损耗时必须考虑的因素；（2）电源电压为交流方波，变压器原边电流都是非正弦波；（3）绕组线路复杂，大多有中心抽头。这对变压器的体重，原边线圈的尺寸有着不利的影响，而且使线圈在窗口中的分布关系发生了变化24-27。由于高频变压器对频率、使用场合等因素有着较高的性能要求，传统的薄带硅钢逐步被淘汰。铁氧体材料、钴基非晶态、坡莫合金和超微晶合金几种材料成为磁芯材料的备选方案。由于铁氧体材料价格便宜，而饱和磁感应强度Bs较高，温度稳定性好，价格低廉，加工方便，所以具体的材料型号为R2KB。本设计采用AP法来设计变压器的参数。变压器设计的AP法就是利用有效的磁芯面积Ae以与磁芯窗口

55、面积Aw直接求乘积得到AP值，即AP=AwAe，然后根据所求得的AP值，通过查表，选择合适的磁性材料、型号。（1）确定变压器的实际变比根据变压器二次侧整流输出电压波形可推算出变压器实际变比，因输出额定电压V0=48V，半个周期高电平时间t1=6.7s，Ts=10s，Vin=12V，由式(3-1)算出变比K约为1/6。（2）计算总的视在功率PT变压器没有中心抽头，设效率。 (3-2)（3）计算AP值本高频变压器使用的磁芯材料是R2KB，其饱和磁通密度Bs=0.5T，按照工作磁通密度是饱和磁通密度的1/3的原则，选取高频变压器的工作磁通密度为Bw=0.17T，波形系数取Kf =4.0，窗口利用系数

56、K0=0.4，EI型铁芯允许升温25时查表得，电流密度系数KJ =366，材料常数X=-0.12，于是可以得到(3-3)对照EI磁性产品手册，并考虑较大的裕量，最终选用EI33/13/10型号磁芯，其Ae=1.300cm2，Aw=1.3632cm2，AP=AeAw=1.77216cm4。（4）计算变压器原边匝数在变换器正常工作的时候，变压器的原边电压UP=Uin=12V (3-4)取整数NP=3。（5）计算原边绕组电流(3-5)导线的集肤效应是在选用绕组导线线径时需考虑的重要因素，一般要求导线线径小于两倍的穿透深度。又知变压器的工作频率为50kHz，所以铜导线的穿透深度为 (3-6)其中，K为

57、材料成熟，铜在20时，K=1。根据上面计算的结果，在绕制变压器的时候，需要选用线径小于0.6mm的铜线。（6）计算电流密度(3-7)则变压器原边导线的总面积为 (3-8)这里应选用31股线径为0.5mm的漆包线绞结。它的导线面积为 (3-9)符合设计要求。（7）计算副边绕组匝数(3-10)（8）计算副边绕组裸线面积(3-11)由于倍流整流电路中，变压器流过的电流的有效值只有输出电流的一半，所以式中在I0的基础上乘以0.5，作为变压器副边流过电流的有效值。这里应选用3股线径为0.5mm的漆包线绞结。它的导线面积为 (3-12)符合设计要求。绕制高频变压器线圈时，为了减小漏感与提高性能，要使初级线圈和次级线圈间的距离近些。常用的绕制方法有：夹层式绕法、双线并绕法、逐层