电压测量技术

1、第五章 电压测量技术电压测量是电于电路测量的一个重要内容在集总参数电路里，表证电信号能量的三个基本参量是：电压、电流和功率但是，从测量的观点来看，测量的主要参量是电压，因为在标准电阻的两端若测出电压值，那么就可通过计算求得电流或功率。此外，包括测量仪器在内的电子设备，它们的许多工作特性均可视为电压的派生量，例如，调幅度，波形的非线性失真系数等等可以说，电压测量是其他许多电参量，也包括非电测量的基础。第一节 对电压测量的基本要求及电压测量仪器的分类 一、对电压测量的基本要求由于在电子电路测量中所遇到的待测电压具有频率范围宽。幅度差别悬殊、波形的形式多等特点，所以对电压测量提出了一系列的要求，主要

2、可概括如下： （一）应有足够宽的频率范围 一般，在集总性电路中，交流电压的频率范围约从几HZ或几十HZ到几百MHZ，甚至达GHZ量级在电子测量中,习惯上将1MHZ以上(至3GHZ)称为高频,1MHZ以下为低频,10HZ(或5HZ)以下称超低频. （二）应有足够宽的电压测量范围通常，待测电压的下限在十分之几V至几个 mV， 而上限可达几十KV左右。随着科学技术的发展，要求测量非常小的电压值，即要求电压测量仪器具有非常高的灵敏度目前，已出现灵敏度高达1nV的数字电压表， （三）应有足够高的测量准确度 电压测量仪器的测量准确度一般用下列三种方式之一来表示：（1）Vm, 即满度值的百分数；（2）aVm

3、, 即读数值的百分数；(3）aVx+Vm, 第一种可能是最通用的，一般具有线性刻度的模拟电压表中都采用这种方式；第二种在具有对数刻度的电压表中用得最多，而第三种方法是目前用在具有线性刻度电压表的一种较严格的准确度表征，数字电压表都用这种方式由于电压测量的基准是直流标准电池，同时，在直流测量中，各种分布性参量的影响极小，因此，直流电压的测量可获得最高的准确度例如，目前数字电压表测量直流电压的准确度可达士（0。0O0 5V。00001Vm），即可达10-6量级，而模拟电压表一般只能达到10-2量级至于交流测量，一般需要通过交流直流（ACDC）变换（检波）电路，而且当测量高频电压时，分布性参量的影响

4、不容忽视，再加上波形误差，故即使采用数字电压表，交流电出的测量准确度目前也只能达到10-2一1 0-4量级 （四）应有足够高的输入阻抗 电压测量仪器的输入阻抗就是被测电路的额外负载，为了使仪器接入电路时尽量减小它的影响要求仪器具有高的输入阻抗目前，直流数字电压表的输入电阻在小于10 V量程时可高达10 G， 甚至更高（可达1000 G），高量程由于分压器的接入，一般可达10 M， 至于“交流电压”的测量，由于需通过ACD变换电路，故即使是数字电压表，其输入阻抗也做不高，一个典型数值为 1M/15pF. （五）应具有高的抗干扰能力我们的测量工作，一般都在充满各种干扰的条件下进行的，当电压测量仪器

5、工作在高灵敏度时，干扰将会引入测量误差显然对数字电压表来说这个要求更为突出(六)直流电压标准在国际单位制中，电磁量的基本单位是电流单位安培,它是通过一种理想的物理模型，由力学单位推导得到的，因而，难以在实际工作中保存、维护和使用。在众多的电磁量中，电压和电阻是两个基本量，其他的电磁量均可由电压和电阻导出，而电压单位和电阻单位的基准也较易建立、保存、传递和使用，因而，确立电压基准和电阻基准对于电磁计量测试具有重要意义。电压的实物基准有标准电池，电阻的实物基准有高稳定线绕电阻。人们不断探索提高电压基准和电阻基准的稳定性，寻求从实物基准过渡到自然基准。1962年发现的约瑟夫森效应和980年发现的量子

6、化霍尔效应，为实现电压和电阻的量子化自然基准提供了理论依据。20世纪 90年代后，国际上统一使用约瑟夫森量子电压基准（10-10）和量子化霍尔电阻基准（10-9）， 其准确度比原有实物基准提高了23个数量级，开创了电磁计量测试的新时代。 1标准电池标准电池是利用化学反应产生稳定可靠的电动势101860V， 它是一种重要的电压实物标准，可作为各级计量。检定、研究、生产等部门的直流电压标准量具。标准电池有饱和型和不饱和型（指标准电池的两个电极所置于的电解液为饱和型或不饱和型，其特性有所不同，饱和型标准电池的电动势非常稳定（年稳定性可小于05V，相当于5 x10-7），但温度系数较大（约一40V0C

7、），可用于计量部门恒温条件下的电压标准器；而不饱和型标准电池温度系数很小（约一4V0C）在较宽的温度范围内不需进行温度修正，但稳定性较差，可用于一般工作量具，如实验室中常用的便携式电位差计就是用不饱和型标准电池制作的。由于标准电池内含电解液等化学物质，因此在使用中一般不能倾倒，否则，将影响输出电动势。另外，需注意使用的温度范围（特别是饱和型标准电池X 一般出厂检定的电动势数值（标注在出厂检定书上）是在室温 20 T条件下得到的，当温度偏差应进行修正。此外，标准电池都存在一定的内阻，因此，需注意检定仪表本身的输人电阻不能太小，否则可能带来较大的误差，而且使流经电池的电流较大，引起电动势的变化。2

8、齐纳二极管电压标准标准电池虽然稳定性好，但抗震动和冲击性能较差，不易运输，且温度系数较大。所以20世纪70年代后，齐纳二极管的电子式电压标准（也称为固态电压标准）逐渐得到广泛应用。齐纳二极管的稳压特性也存在温度漂移的影响，但采用高稳定电源和内部恒温控制电路（将齐纳二极管与恒温控制电路集成在一起） 可使其温度系数非常小，而且输出电压较大。为克服输出电压的波动，还可将多个精密电压基准源并联，输出它们的平均值，获得更加稳定的输出电压。采用齐纳二极管的电压标准器一般具有10V、1V和10186V等多种标准电压输出，其中10V输出的年稳定度达1×10-6级。 3约瑟夫森量子电压基准1962年约

9、瑟夫森（Josephson）发现，在两块相互隔开（约10A的绝缘层）的超导体之间，由于量子隧道效应，超导电流（约mA量级）可以穿透该绝缘层，使两块超导体之间存在微弱耦合，这种超导体一绝缘体一超导体(SIS）结构称为约瑟夫森隧道结。当在约瑟夫森结两边加上电压U时，将得到穿透绝缘层的超导电流，这是一种交变电流，这种现象称为交流约瑟夫森效应，交变电流的频率为F=(2e)/h *U=Kj*U式中，e为电子电荷；h为普朗克常数，因而Kj为一常数, 当电压U为mV量级时, 频率f相当于厘米波。这种交变电流将会以微波的形式向外辐射，可通过灵敏的微波探测仪探测到。约瑟夫森效应的重要意义就在于，它揭示了电压与频

10、率的自然关系，电压与频率在约瑟夫森结上存在一个不受时间、空间环境变化的系数Kj，而且由于时间（频率）基准具有最高准确度,所以基于约瑟夫森效应就可实现接近时间（频率）基准准确度的电压自然基准（实际可达10-10），比实物基准提高 23个数量级。也可以说，约瑟夫森量子电压基准是通过时间（频率）单位得到的。根据国际计量委员会的建议，从1990年1月 1日开始，在世界范围内同时启用了约瑟夫森电压量子基准，可以说，由此开创了电磁计量基准量子化的新时代。此后，许多国家都相继建立了约瑟夫森电压基准，并广泛开展国际间的相互比对，以保证国际范围内的可溯源性(作基准量的一致性)由于约瑟夫森结电压较低（mV量级）,

11、 当需将其传递到1V量级的电压标准进行比对时很不方便。随后，便出现了在一个芯片上将成千上万个或更多的约瑟夫森结串联，称为约夫森结阵(可产生稳定的110V的电压)，这种约瑟夫森结阵电压已成为当前最高电压自然基准。 二、电压测量仪畚的分类电压测量仪器总的可分为两大类： 即模拟式的和数字式的。模拟式电压表是指针式的用磁电式电流表作为指示器，并在电流表表盘上以电压（或dB）刻度。 数字式电压表首先将模拟量通过模数（A/D）变换器变成数字量，然后用电子计数器计数，并以十进制数字显示被测电压值模拟式电压表由于电路简单、价廉，特别是在测量高频电压时，其测量准确度不亚于数字电压表，故在目前和今后一一段时间内，

12、在电压测量中仍将占有重要地位。本章主要讨论两个问题，首先讨沦交流电压的测量方法，其次讨论电压测量的数字化方法在讨论第一个问题时，虽然是从模拟式电压表出发的，但实际上是带有共性的因为交流电压测量方法的核心是ACDC变换，显然，在交流数字电压表中也必须首先完成这一变换过程第二节 交流电压的测量 一个交流电压Vx(t)的大小，可以用它的峰值VP, 平均值V或有效值V来表征。在交流电压表中，交流电压的测量都采用ACDC变换器（常用检波器来完成交流/f址流变换），首先把被测交流电压变换成直流电流，然后驱动直流电流表偏转，根据被测交流电压大小与直流电流的关系，表盘直接以电压刻度为了对电流表进行刻度，必须首

13、先知道检波器的输出直流电流I与被测电压大小的关系，即电流表的刻度特性I。=f(Vx)电流表的刻度特性与检波器对交流电压的响应密切相关，根据上述交流电压的二种表征，分别有峰值响应、平均值响应和有效值响应二种检波器，与此相应有峰值电压表、均值电压表和有效值电压表表征交流电压的基本物理量峰值。平均值和有效值是表征交流电压的三个基本电压参量。另外，对于峰值或平均值相等的不同波形，其有效值可能不同，为此，引人不同波形峰值到有效值、平均值到有效值的变换系数，即波峰因数和波形因数，它们是表征交流电压的另两个基本参量。 1峰值交流电压的峰值是指以零电平为参考的最大电压幅值，即等于电压波形的正峰值，用UP表示，

14、以直流分量为参考的最大电压幅值则称为振幅，通常用Um表示，当不存在直流电压U（平均值）， 或输人被隔离了直流电压的交流电压时，振幅Um与峰值UP相等。图以正弦信号交流电压波形为例，说明了交流电压的峰值和振幅。图中，UP为电压峰值，Um为电压振幅，U为电压平均值，并有UPUUM，可表示为：u(t)=U+UmsinWt2.均值 交流电压u(t)的平均值（简称均值） 用U表示，数学上定义为：U=1/T ×0u(t)dt根据这一定义，平均值U实际上为交流电压的直流分量，其物理意义为：U为交流电压波形u(t)在一个周期内与时间轴所围成的面积。当u(t)0部分与u(t)0部分相等时，平均值为0。

15、显然，数学上的平均值为直流分量，对于不含直流分量的交流电压，即对于以时间轴对称的周期性交流电压，其平均值总为零。它不能反映交流电压的大小，因此在测量中，交流电压平均值通常指经过全波或半波整流后的波形，一般若无特指，均为全波整流入 全波整流后的平均值在数学上可表示为3有效值在电工理论中，交流电压的有效值（用U来表示）定义为，交流电压u(t)在一个周期T时通过某纯电阻负载R所产生的热量，与一个直流电压U在同一负载上产生的热量相等时，则该直流电压U的数值就表示了交流电压u(t)的有效值。由此，可推导出交流电压有效值的表达式如下：上式在数学上即为方均根值。有效值反映了交流电压的功率，是表征交流电压的重

16、要参量。对于理想的正弦波交流电压u(t)=UmsinWt ，则其有效值：4波峰因数和波形因数波峰因素定义为峰值与有效植的比值用KP表示：KP=UP/U=峰值/有效植对于理想的正弦波交流电压 u(t)=UPsinWt其波峰因数KP为：波形因数定义为有效值与平均值的比值，用KF表示：KF=U/U=有效值/平均值，对于理想的正弦波交流电压，其波形因数KF为： 一、峰 值 电 压 表（一）组成形式和特点峰值电压表的组成形式一般如图5-1所示，称检波一放大式电子电压表，即被测交流电压先检波后放大，然后驱动直流电流表。在峰值电压表中，都采用二极管峰值检波器，即检波器是峰值响应的在图5-1（a）中，由于采用

17、桥式直流放大器，增益不高，故这类峰值电压表的灵敏度不高，最小量程一般约为 1V，测量电压的上限取决于检波二极管的反向击穿电压，若采用测量用真空二极管，约为100V工作频率范围取决于检波二极管的高频特性，般可达几百兆赫为了提高检波一放大式电压表的灵敏度，目前，普遍采用了轿波式直流放大器，以解决一般直流放大器的增益与零点漂移之间的矛盾。斩波式直流放大器是利用斩波器把直流电压变换成交流电压，并用交流放大器放大，最后再把放大的交流电压恢复成直流电压，故亦叫做直一交一直放大器。斩波式直流放大器的增益可以做得很高，而且噪声和零点漂移都很小。所以用它做成检波一放大式电压表，图5-1（B），其灵敏度可高达几十

18、V，故常称超高频毫伏表 （二）刻度特性峰值电压表的表头偏转业比于被测电压（任意波形）的峰值，但是，除特殊测量需要（例如脉冲电压表）外峰值电压表是按正弦有效值来刻度的，即A=V=VP/KP (5-1)式中a- 电压表读数； V一正弦电压有效值； KP一正弦波的波峰因数.这样，当用峰值电压表测量任意波形的电压时，其读数没有直接意义，只有把读数乘以 KP时，才等于被测电压的峰值。峰值电压表的一个优点是，可以把检波二极管及其电路从仪器引出放置在探头内这对高频电压测量特别有利，因为可把探头的探针直接接触到被测点但是，峰值电压表的一个缺点就是对被测信号波形的谐波失真所引起的波形误差非常敏感这种失真的正弦波

19、极难确知其波峰因数KP故对读数无法换算，所以，使用时应特别小心 二、均值电压表 （一）组成形式和特点均值电压表的组成如图52所示，称放大一检波式电子电压表，即先放大后检波在均值电压表中，检波器对被测电平的平均值产生响应，一般都采用二极管全波或桥式整流电路作为检波器。所谓“宽频毫伏表”基本上属于这种类型这种电压表的频率范围主要受宽带放大器带宽的限制，而灵敏度受放大器内部噪声的限制。一般可做到mV级，典型的频率范围为 2 0 HZ10 M HZ， 故又称“视频毫伏表” （二）刻度特性和波形误差均值电压表的表头偏转正比于被测电压的平均值。 平均值V在数学上的定义为对周期性信号来说，通常把T取为信号的

20、周期值应当指出的是根据式（5-2）求平均值，对纯粹的交流电由来说，比如正弦波电压，广一0。所以，从交流电压测量的观点来看，平均值一般是指经过检波后的平均值，而且在不特别注明时，我们都是指全波平均值，可写成：均值电压表虽然是均值响应，但是，仍以正弦电压有效值刻度定义一个信号电压的有效值与平均值之比为波形因数，即：清号电压波形不同，波形因数K。亦不同，对正弦电压来说：(5-5)对具有正弦有效值刻度的平均值电压表来说，其读数为 aV_KFVl11V式中a-电压表读数； V_一电压表所刻的正弦电压有效值； V一被测电压（现在是正弦电压）平均值由此可知，平均值电压表实际上是按式(5-5）刻度的，所以，只

21、有测量正弦电压，从电流表上读得的读数（有效值）才是正确的。由于不同电压波形其KF不同（见本章附录1）, 故当测量非正弦时，其读数a就没有直接的物理意义，只有把读数a乘以1KF0.9, 才表示被测电压的平均值V。考虑交流电压表的波形误差，包括两方面的涵义，其一, 当测量失真的正弦波时如何估计测量误差；其二，当测量可用数学关系式表达的非正弦波（比如：方波、三角波···等）时，如何对读数进行解释和换算关于读数的换算，举例如下 例 用平均值电压表测量一个三角波电压，读得测量值为1V，试求有效值为多少 换算 正如上述，对一个三角波电压来说，读数1V毫无物理意义所以首先从a1

22、V换算成平均值即 Vx=a/KF=1/1.11=0.9查附录1得三角波的KF=1.15故被测三角波的有效值为 VxKFV=1.15 X 09094 V现在，再来讨论当测量失真正弦电压时的波形误差当用均值电压表测量含有谐波成分的失真正弦电压的有效值时，其测量误差不仅取决于各次谐波的幅度，而且也取决它们的相位这个结论是不难解释的，因为一个失真的正弦电压的波形不仅决定于各谐波成分的幅度，而且也与它们的相位有关，波形不同，其波形因数偏离KF=1.11的程度也不一样，而平均值电压表是按KF=1.11 刻度的，这样，若我们直接从电压表读数，就会产生程度不同的误差下面我们通过一个实例来找出波形误差的一些规律

23、例）分析当用平均值电压表测量1个包含二次和三次谐渡的失真正弦电压时所产生的误差分析 被测电压Vx(t)人0）可用下列数学表达式描述V.(t ) = V.Psin + Kn.sin(n +n ) 式中=t Kn.一n次谐波幅度相对于基波幅度的百分数； n一谐波次数（在本例n=2或3） nn次谐波初相角 作为1个例子图5-3示出了当k21/3, 2= -/2时的波形下面求被测电压的平均值式中1和2（见图 53），可从下列方程求得 sin kn sin（n +n）0 （5-7） 根据式 5-5， 被测电压Vx(t)的读数为 A=Vx=111Vx但是，Vx(t)的真正有效值，即均方根值为：式中Dn=k

24、n=Vn/V1 可理解为V次谐波的非线性失真系数于是可得波形误差： V/V=(Vx-Vx0)/Vx由式（55）一（58）可以求出V/V，图54（a）、（b）分别示出了由二次谐波和三次谐波所产生的波形误差与Dn(kn)和n的关系：结论从图54可得结论如下： 1）误差不仅决定于谐波幅度（即Dn）, 而且还随谐波初相角n的变化出现周期性变化，当n为 00或1800时误差最大.2）由二次谐波产生的误差比三次谐波小，而且V为负值，即读数偏低当二次谐波不太大时，比如 D210，则波形误差不超过1，即使D220，误差也不大于2，3）三次谐波所引起的彼形误差比二次谐波大得多，这一结论可推广到一般，即奇次谐波比

25、偶次谐波影响大，而且V可正可负当Dn10，由n次奇次谐波造成的波形误差可按下式估算 （V/V）MAX= -Dn/n (5-9)式中Dn一 奇次谐波的非线性失真系数, n-奇次谐波次数综上所述，平均值检波器在大信号检波时具有线性较好的刻度特性，波形误差较小（与峰值检波相比） 电路简单等优点，故在交流电压测量中获得广泛采用 三、有效值电压表在电压测量技术中，经常需要测量非正弦波，尤其是失真正弦波电压的有效值例如，噪声的测量；在非线性失真测量仪器中谐波电压的测量等等所以，有效值电压测量十分重要交流电压的有效值V是指在一个周期内，通过某纯阻负载所产生的热量与一个直流电压在同一个负载产生的热量相等时，该

26、直流电压的数值就是交流电压的有效值在数学上，有效值与为方根值是同义词，可写成 （一）有效值直流变换的原理在现代有效值电压表中，经常采用两种方法，即热电变换和模拟计算电路来实现有效值电压的测量图5-5所示为热偶式电压表的示意图，AB为不易熔化的金属丝，称加热丝，M为电热偶，它由两种不同材料的导体联接而成，其交界面C与加热丝热耦合，故称“热端”，而D、E为冷端当加入被测电压Vx(t)时，加热丝温度升高电热偶两端由于存在温差而产生热电动势，于是热电偶电路中将产生一个直流电流 I而使A表偏转，而且这个直流电流正比于所产生的热电动势因为热端温度正比于被测电压有效值的平方 Vx2，而热电动势又正比于热端与

27、冷端的温差，这样，通过电流表的电流正比于Vx2，这就完成了交流电压有效值到直流电流之间的变换，不过这种变换是非线性的，即I不是正比于被测电压的有效值Vx, 而是Vx2在实际的有效值电压表中，必须采取措施来使表头刻度线性化图5-6所示为DA-24型有效值电压表的简化组成方框图它采用热电偶为 ACDC变换元件其中上面一个4 TC1为测量热偶，而下面一个4TC1为平衡热偶，用来使表头刻度线性化，并提高热稳定性工作原理说明如下。测量热偶的热电势Ex正比于被测电压（经放大）有效值 Vx的平方，即ExkVx2., 同时，一个直流反馈电压Vo加到平衡热偶的加热丝，其热电势为EfkVo2，Ef与Ex反极性串联

28、加到直流放大器输入，即ViEx-Ef当放大器增益很大，这个反馈系统平衡时，Vi=0，则Ex=Ef, 故Vx=Vo, 可知，若两个热偶特性相同(即K样)， 那么输出直流电压V。就等于彼测电压Vx(t)(经放大）的有效值 Vx, 同时，两个热偶受温度的影响也将相互抵消，提高了热稳定性热偶式电压表的一个缺点是具有热惯性，故在使用时需等待表头指针偏转稳定后再读数同时，由于热偶的加热丝的过载能力差，易烧毁，故当测量电压估值未知时，宜先置于大量程档，然后再逐步减小目前，模拟计算电路的普及和广泛应用，使得我们有实际可能利用模拟计算电路来实现真有效值电压的测量也就是利用计算电路直接完成下列运算由模拟计算电路组

29、成的 AC/DC变换电路称计算型 ACDC变换器，图5-7示出了它的组成第一级为接成平方电路的模拟乘法器，即 Vx和Vy两个输入端并联，作为Vx(t)的输入端，乘法器输出Vx2(t)第二级为积分器，而第三级将积分器的输出Vx2(t)积分的开方，最后输出正比于Vx根据图5-7原理已做成集成电路，如AD637Kms-DC集成块具有如下性能: 输入满度2V 峰 值 15 V 准确度 士(0.2%Vx0.5 mV ） 带 宽 8MHZ （二）刻度特性和波形误差以正弦有效值刻度的有效值电压表，当测量非正弦波时，理论上不会产生波形误差。这是不难理解的，一个非正弦波可以分解成基波和一系列谐波组成，具有有效值

30、响应的电压表，其有效值直流变换器输出的直流电流（或电压）可写成: I=kVx2=k(V12+V22+） (5一11）式中k一一转换效率；V1、V2··一共波和各次谐波的有效值可见，变换成的直流电流正比于基波和各次谐波的平方和，而与它们之间的相位差无关，即与波形无关所以，利用有效值电压表可直接从表头读出被测电压的有效值而无需换算必须指出，当测量失真的正弦波时，若把有效值电压表的读数误认为是基波有效值，那将产生误差，其相对误差为 R=(Vx2-V12)/V12=(V22+V32+.)/V12=Kf2 (5-12)可见，相对误差刚好等于被测电压的非线性失真系数实际上，利用有效值电

31、压表测量非正弦波时，有可能产生波形误差，其原因有二：第一，受电压表线性工作范围的限制，当测量波峰回数大的非正弦波时，有可能削波，从而使这一部分波形得不到响应；第二，受电压表带宽限制，使高次谐波受到损失以上两个限制都使读数偏低，在讨论噪声电压测量时将详细论述第三节 分贝的测量 一、数 学 定义在通信系统测试中，通常不直接计算或测量电路某测试点的电压或负载吸取的功率，而是计算它们与某一电压或功率基准量之比的对数，这就需要引出一个新的度量名称一一分贝。 （一）功率之比的对数一分贝（d B） 对两个功率之比取对数，就得到: Lg P1/P2 苦 P110 P2 则有 Lg P1/P2=lg(10P2/

32、P2)=lg10=1这个无量纲的数1，叫做贝尔(Bel), 在实际应用中，贝尔太大，常用分贝写作dB(deci Bel)来度量即1贝尔等于1 0 dB 所以，以dB表示的功率比为 10lg(P1/P2) 当 P1P2时 dB值为正而 P1P2时 dB值为负。 （二） 电压比 的对数 电压比的对数可从下列关系引出 P1/P2=（V12/R1/V22/R2）当R1=R2时有: P1/P2=V12/V22两边取对数，可得 10lgP1/P2=20lgV1/V2(dB) (5-14) 同样，若V1V2时dB值为正，而V1V2时dB值为负。 （三）绝对电平如果式（513）和（5一14）中的P。和V。为基

33、准量P。和V。则与基准量比较，可引出绝对电平的定义 1功率电平dBm 以基准量P0=lmw作为零功率电平（0 dB）则任意功率 被测功率）P。的功率电平定义为 PwdBm=10lgPx/P0=10lgPxmW/1mW (5-15) 2电压电平 dB以基准量 V。0.775V（正弦有效值）作为零电压电平( 0 dBv)，则任意电压（被测电压）V。的电压电平定义为 PvdBv=20lgVx/Vo=20lgVxV/0.775V (5-16)注意，这里定义的绝对电平，都没有指明阻抗大小，所以，Px或Vx应理解为任意阻抗上吸取的功率，或其两端的电压很明显，若在 600 电阻上测量，那么功率电平等于电压电

34、平，因为在6 0 0电阻上吸取lmw功率，其两端电压刚好为0j.77 5 V。 二、分贝的测量方法分贝的测量实质上是交流电压的测量，只是表头以分贝分度功率电平的测量，也可归结为在已知阻抗两端测量电压根据功率电平和电压电平的定义见式5-l3）和5-14，电压（v）与dB（dBv通常简写为dB）以及功率（mw与dB可互相换算，如图5-8分所提供的换算曲线 专供测量分贝的电平表在通信系统中已作为一种基本测量仪器，获得广泛应用虽然，电平表实质上是交流电压表，但电平表在测量电平时分贝值的读出方法与一般交流电压表远不完全一样下面，我们就电平表的表头刻度与被测分贝值的读出等问题讨论如下 （一）宽频电平表及其

35、表头刻度我们以宽频电平表为例，来讨论分贝测量的特殊问题，图5-9宽频电平表的方框图平衡变量器用来把对地平衡的输入信号转变成对地不平衡信号，然后加到输入衰耗器，输人衰耗器实际上是一个步进分压器，每步衰减10dB，即 20lgVo/Vi=20lg 1/3.162= -10dB式中V。一分压器输出电压(正弦有效值) Vi一分压器输入电压（正弦有效值）输入衰耗器用来改变电平表的测量灵敏度，称输入电平步进选择开关，被测电平的 d B值可从它的开关步位和表头指示联合读出（详后）, 与电平表输入端并联的电阻Zi，用来作为电平表的输入阻抗，并可加以选择。般输入阻抗选择开关有四个步位：75/150/600/高阻

36、，供不同测量目的之用从输入衰耗器输出的信号经宽频放大器，平均值检波器，最后用电表指示从上可见，宽频电平表的组成与前面已讨论过的宽频毫伏农的组成并无本质区别，下面我们重点讨论电平表的表头刻度与被嫩电平值的读出方法。1） 电平表的表头刻度电平表的表头是以分贝刻度的，对测量电压电平的电平表来说， 表头刻度比较简单，根据电压电平定义，不管电平表的输入阻抗是多少，可把表头指示的电压值按式（5-16l）或图5-8所示换算曲线刻成dB分度从式可见，dB刻度有个特点，即具有一个零电平（0 dB）刻度，它对应于 0。775 V，而其它 dB值的刻度都是相对于这个零电平刻度的。一般，零电平刻度总是选在表头满偏度的

37、2/3左右，如图5-l0所示电压值小于0。775 V为一dB，而大于 07 7 5 V为十dB，例如，-10dB亥度可算得相当于 0。245 V，以此类推很明显，表头零点应刻负无穷大dB现在来看功率电平的表头刻度，正如前述，功率电平的测量可归结为在已知阻抗两端测电压，但是同样1mw功率，阻抗不同，在其两端的电压亦不一样因此，在进行表头刻度时，我们需要预先选定一个阻抗Z0, 这样，才能在表头上定标零电平刻度由此可知，在测量功率电平时，表头的零电平刻度总是对一个确定的阻抗Z。而言的，所以把Z0叫做“零刻度基准阻抗”这是不同于电压电平刻度的一个特点 一般，多半取零刻度基准阻抗 Z。6 00，即0 d

38、Bm亥度相当于Z。两端等于0。775 V”，这样，电压电平刻度和功率电平刻度是一致的，这就是为什么取Z。=600的主要原因。 （三）被测电平的读出 在电压表中，我们是利用步进衰耗器来选择电压量程，从电压表读数，并考虑量程倍乘数以确定被测电压值而在电平表中，被测电平值则直接从步进衰耗器步位上所标的dB值和表头所指dB值共同读出，即被测电平值等于这两个读数的代数和我们以图5-10示出的宽频电平表为例，进行具体说明若电平表的最高灵敏度为一7 0 dB，即输入衰耗器衰减为 0 （置于步位1）， 宽频放大器的电压增益为 7 0 dB，这时，当输入端的信号电平为一7 0 dB时，经放大加到检波器的输入电平

39、为 dB（相当于 0。7 7 5 V）， 表头指示0 dB若输入衰耗器的步位1标一70 dB”，则被测电平等于： 一 70 dB（步位器读数）+0 dB（表头读数）70 dB当输入衰耗器置于步位“ 2”，即加入10 dB衰减，这时，为了使表头指示仍为0 dB，输入信号电平同样应提高10 dB，即一60 dB。也就是说，步位“2”应标“一 60dB”，以此类推 例用电平表测量一放大器输出的电压电平，“输入电平”选择开关置于十10 dB，表头读数为一 7 dB，则被测电压电平为 +1OdB7dB=十3dB （四）功率电平与电压电平的换算应该指出，我们不应把零刻度基准阻抗Zo与电平表的输人阻抗Zi相

40、混淆，Z。仅仅是指电平表进行表头刻度时在其输入端选取的标准阻抗；而Zi是根据测量需要(如要求阻抗匹配）来选择的电平表输入阻抗所以，唯有当选择 ZiZ。6 00时,可从麦头直接读出功率电平(dBm)，否则，当 ZiZ。600时。实际读出的不是功率电平，而是电压电平。由此可知，我们在利用电压表测量功率电平时，必须对读数进行解释，若只能读得电压电平，那么必须进行换算，才能得到被测功率电平，我们不难得到如下换算式：PwdBm=PvdB+10lg(Z0/Z1) (5-18)式中Z。一零刻度基准阻抗； Zi一电平表被选用的输入阻抗； Pv一测得的电压电平的dB值 从式(5-18)可知，将所得电压电平换算成

41、功率电平，就差一个修正值10lg(Z0/Zi) , 而这个修正值只决定于比值Z0/Zi；如果，我们在改变输入阻抗Zi的同时，使电平表的总电压增益增加或降低一个相应值，那么我们就有可能用一条电压电平刻度直读功率电平，而无需换算. 例如，测量一个 0 dBm功率电平，Z；15 0，则从电压电平刻度上的读数必为一 6dB，按(518）加入一个修正值10lg（6 0 015 0）=十6 d B，可算得被测功率电平为（66）0 dBm, 现在，若在 Zi置于15 0 的同时，使总电压增益提高6dB（相对于Zi=600Q时）, 那么表头指示自动从一 6 dB增加偏转6 dB，即指示 0 dB，这个读数已经

42、变为功率电平 （五）电平校准电平测量的误差主要决定于输入衰耗器的准确度和放大器增益的稳定度，后者是误差的主要来源，为了减小由于放大器增益不稳定而引起的测量误差，一般电平表都有内部校准信号，供校准放大器增益之用从图59可见，当“输入电平”选择开关置于步位“10”（通常标y）， 由标准电平振荡器提供的100 kHZ，一 70 dB的标准电平加到宽带放大器输入，调放大器增益（电平校准）使表头指示 0 dB所以经过电平校准后的测量误差，在很大程度上决定于标准电平的准确度 三、选 频 测 量宽频电平表的最高灵敏度受到放大器内部噪声的限制，·一般可做到一 70 dB但是，在电平测量技术中，往往要

43、求测量变低的电平，而且有时还要求在干扰中选出所需信号所以，选颁测量在测试中往往用得更为经常例如，载波传输系统中各点电平和线路杂音的测量，滤波器衰耗特性的测量，放大器谐波失真的测量等等，都需要进行选频测量选频测量的主要特点是：测量灵敏度高 (一般可达一120dB) , 可以从干扰中选出有用信号 ()选频测量的基本原理选频测量以超外差接收原理为基础，一个选频电平表的简化方框图如图5-11 所示。输入电路包括图5-9宽频放大器之前的各电路被测信号频率fx经输入电路在混频器1中与第一本机振荡器F1的输出信号频率f1变频，得第一中频fz1，后者由带通滤波器选出，在混频器2中进行二次变频，由于fz1是固定

44、中频，故第二本振F2的频率f2亦为固定的第二中频fz2经中频衰减、由窄带通滤波单元选出由于第二中频fz2较低，故选频电平表的选择性依靠这个窄带通滤波器得到，由它选出的第二中频信号经宽放破波单元，最后由电表指示通过二次变频与放大，整机可获得t 2 0 dB的增益 第五节 电压测量的数字化方法 一、概 述 数字电压表（DVM）在近几年来已成为极其精确、灵活多用并价格正在逐渐下降的电子仪器此外，DVM能很好地与其他数字仪器（包括微计算机）相交接，因此在自动化测量系统的发展中是重要的 讨论D VM的主要内容可归结为电压测量的数字化方法模拟量的数字化测量，其关键是如何把随时间作连续变化的模拟量变换成数字

45、量，完成这种变换的电路叫模一数变换器（A/D变换器）把模拟量变成数字量进行测量的过程，可用图5-13来概括，所以，DVM可以简单理解为AD变换器加电子计数器，其核心为A/D变换器目前，各类DVM之间最大的区别也在于A/D变换的方法不同，而各类 D VM的性能在颇大程度上也取决于所用 A/D中变换的方法自从50年代初期数字电压表问世以来，已经发展了许多种实现A/D变换的不同方法一般说来，这些方法可以分为两大类：积分式和非积分式实现这两大类的A/D变换方法也是逐步发展的，下表提供的各种方法虽然不能包括所有方法，但也可看出数字电压表发展的一个概况，这些方法基本上是按提出的时间排列的 下面，我们就几种

46、具有代表性的A中变换器及由它组成的DVM的基本原理进行讨论 二、非积分式 DVM （一）逐次逼近比较式 DVM 逐次逼近比较式AD变换是属于比较式A/D变换，其基本原理是用被测电压和一可变的已知电压（基准电压）进行比较直至达到平衡，测出被测电压所谓逐次逼近比较式，就是将基准电压分成若干基准码，未知电压按指令与最大的1个码（通过D/A变换）比较，逐次渐小，比较时大者弃，小者留，直至逼近被测电压我们可用天平称重量的平衡过程来比喻逐次逼近比较式A/D中变换的工作，这可能有利于建立这种变换的基本概念图514(a）画出了一个天平的示意图，图中若满量程重为W，我们把它分成W/2, W/4,W/16等等若干

47、个标准依码当把被测重量Wx放入盘2,天平的指针将向右偏转开始，我们取一个W/2法码放入盘1，这时可能发生二种情况： W/2Wx（指针在中央） W/2Wx（指针向左偏离中央） W/2Wx（指针向右偏离中央）如果W/2Wx，那么测量已告完成，无需往下进行·但是，若W/2小于Wx,那么必须保留W/2码（这就是“小者留”）并逐次再增加更多的法码（先加W/4，然后加W/8。等），直到总和等于Wx。反之，若W/2大于Wx，则必须取下W/2法码（即“大者弃”），而换上W/4法码再进行比较，直至天平平衡。由此可见，天平的平衡过程就是用若干个标准被码逐次比较逼近被测重量的过程在逐次逼近比较式A/D中变

48、换器中所产生的过程与上述天平平衡过程类似，图5-14（B）示出了逐次逼近比较式A中变换器的组成方框图图中“逐次逼近寄存器SAR”（Successive APProximation Resister）由移位寄存器和数码寄存器以及一些门电路组成，它在钟脉冲作用回下逐次提供代表不同基准电压的基准码，并通过DA变换器输出量化的基准电压，后者加到比较器与Vx相比较下面，我们以一个6比特（位）A变换器为例来说明图5-14(b)电路完成一次 AD变换的全过程若基准电压满度值Vref10，被测电压Vx=3.2 85 V，则电路完成一次AD变换的全部比较程序如下：1）起始脉冲使 AD变换过程开始第一个钟脉冲使

49、SAR的最高位(MSB）即2-1位置于“1”SAR输出一个基准码（100000）2，经 DA变换器输出某准电压VrVref/2= 50 00V,后者加到比较器，这正如我们在天平中将一个W/2的标准硅码放入盘1中一样，故Vr有“电压法码”之称由于VrVx，比较器输出为低电平，所以当第2个钟脉冲来到时，SAR的2-1回到0”，这就是“大者弃”；2）第二个钟脉冲来到时，SAR的2-1位回到0”的同时，其下一位Q (2-2)被置于“1”，故SAR输出的基准码为(0100000)2 ，经 D/A变换器输出一个电压法码 Vr(02-2）Vref=Vref/4=2.5000V，这一次 Vr<Vx 比较

50、器输出为高电平，这样 SAR的 2-2位保留在“ 1”，即“小者留”；3）第三个钟脉冲来到时，SAR的2-3位被置于“1”，这时SAR的输出为(011000)2，经D/A变换器输出为Vr=(0+1/4+1/8)Vref=3.750，相当于又加入一个Vref/8的电压法码现在Vr>Vx, 比较器输出又为低电平，所以，当第四个钟脉冲来到时S A R的2-3位返回到“ 0”；4）第四个钟脉冲把SAR的2-4位置于“1”，SAR输出为（010100）2，经 DA变换器得 Vr（0+1/4+0+1/16）Vref=3.125V, 可见相当于把Vref/8电压法码换成Vref/16，这一次VrVx,

51、 SAR的2-4位保留为“1”。5）同样，第五个钟脉冲来到时，SAR的输出为（010110）2，得Vx343 7 V，VrVx，2-5位回到“0”；6）最后，当第六个钟脉冲来到时，SAR的输出为（010 101）2，得 Vr3。281VVrVx，SAR的最低 位（LSB）保留在“1”。 经过以上逐位地进行了6次比较之后，最后SAR输出为（010101）2（或3281V），这就是最终得到的 AD变换器的输出数据，从而完成了一次A/D变换的全部比较程序SA R的输出数据送经译码器，然后以十进制数显示被测结果。我们从以上讨论还可看到，由于 DA变换器输出的基准电压是量化的，因此，最后变换的结果为 3

52、281，即偏低0。004 V这就是A/D变换的量化误差逐次逼近比较式 AD变换器的准确度，由基准电压、D/A变换器、比较器的漂移等决定，其变换时间与输入电压大小无关，仅由它的输出数码的位数（比特数）和钟频决定这种A/D变换器能兼顾速度，精度和成本三个主要方面的要求。 三、积分式 DVM的特点 （一）DVM的抗干扰能力所有电压测量仪器都有一个抗干扰问题，对D VM更为重要，因为 D VM的灵敏度极高 （一般可达1V，高的达1nV ）。而且测量准确度远高于模拟电压表（直流可达 10-5一10-6量级）因此干扰对测量准确度的影响就尤为突出为了防止干拢，仪器的测试线都应该屏蔽，需要考虑一个接“地”问题

53、作为一个例子，图 5-16（A）示出一个两个输入端的测量仪器（大多数模拟电压表属于这一类）， 测试线的屏蔽一端接“地”（仪器机壳）， 当被测源“地”和电压表的“地”之间存在干扰时（图 5-16 b） 将产生环路地电流，并在测试线上产生电压降，这个电压降将与被测电压Vx串联一起加到电压表输入端，从而产生测量误差对模拟电压表由于灵敏度不高，与Vx相比，干扰对测量结果的影响可以忽略对DVM则不然，我们必须考虑干扰的影响般，在DVM中采用浮置输入和双屏蔽来增加抗干扰能力，所谓浮置就是两个输入端都是对地浮置的，但并不对称，分别称高端（Hi）和低端（LO）， 如图（5-16C ）所示在电压测量中，存在着两

54、类基本干扰，即串模（常模）干扰和共模干扰，分述如下1串模干扰与串换抑制比 串模干扰是指干扰源 Vsm以串联形式与被测电压 Vx一起叠加到 D VM输入端，如图（516C）所示DVM对串模干扰的抑制能力用串模抑制比（SMR）来表征定义为 S MMR（dB）2 0lg(Vsm/) 式中Vsm 串模干扰电压峰值； 一由Vsm所造成的最大显示误差一般直流DVM的串模抑制SMR为 2 06 0 dBSMR愈大，表示DVM的抗串模干扰的能力愈强 2共模干扰与共模抑制比 共模干扰源Vcm是通过环路地电流对两根测试线都产生影响的干扰源，故名“共模”图 5-16(d)画出了具有浮置单端输入和双屏蔽的共模干扰的等效电路，图中Z1和 Z2分别为高端（Hi）和低端（LO）