电力电子技术43逆变ppt课件

1、1234概述概述 电压型逆变器电压型逆变器VSIVSI） 空间矢量空间矢量PWMPWM控制控制 基本内容电流型逆变器电流型逆变器 近年来，一种新的脉宽调制技术，即空间矢量脉宽调制Space Vector Pulse Width Modulation，简称SVPWM技术在交流驱动系统中得到了广泛的应用，相应的数字计算方法形成的空间矢量脉宽调制与传统的三角波、正弦波比较获得脉宽调制信号的方法(SPWM)相比具有更多的优点。 SVPWM是一种基于空间旋转矢量的等效， SPWM是基于时域信号的等效。 SVPWM的调制过程是在矢量空间中完成的，而SPWM的调制过程是在三相abc坐标系下独立完成的，SVP

2、WM更具有一致性和整体性。 空间矢量PWM调制SVPWM具有能够减少谐波，改善波形质量，提高直流电压利用率等优点，同时易于数字化实现。 4.3 空间矢量空间矢量PWM控制控制 4.3.1 概述概述 4.3.1 概述概述 SVPWM的思想是：在矢量空间用有限的静止矢量去合成和跟踪调制波的空间旋转矢量，使合成的空间矢量含有调制波的信息。 进行由时间坐标轴到空间坐标的变化，所形成的合成矢量是一个圆。 三相三桥臂变换器中总共有8种开关状态，转换到空间坐标上对应为8个开关矢量，其中有6个非零矢量及2个零矢量，合成矢量轨迹是位于这个六边形中的圆。 原理：PWM变换器的8个静止矢量按一定的规律切换可以在矢量

3、空间用合成旋转的电压空间矢量来逼近电压矢量圆，从而形成SVPWM波形。图4-47 二维空间矢量图4.3.2 三相电压型逆变器一般数学模型三相电压型逆变器一般数学模型 三相电压型逆变器拓扑结构如图4-48所示，所谓三相电压型逆变器一般数学模型就是根据三相电压型逆变器拓扑结构，在三相静止坐标系a，b，c中利用电路基本定律基尔霍夫电压、电流定律对电压型逆变器所建立的一般数学描述。 针对三相电压型逆变器一般数学模型的建立，通常作以下假设： 网侧滤波电感L是线性的，且不考虑饱和； 功率开关损耗以电阻Rs表示，即实际的功率开关可由理想开关与损耗电阻Rs串联等效表示；图4-48 三相电压型逆变器拓扑结构图

4、4.3.2 三相电压型逆变器一般数学模型三相电压型逆变器一般数学模型 为分析方便，首先定义单极性二值逻辑开关函数sk，为1, ,0kska b c上桥臂导通，下桥臂关断（）上桥臂关断，下桥臂导通 （4-45） 将三相电压型逆变器功率管损耗等值电阻Rs同交流滤波电感等值电阻合并，且令，采用基尔霍夫电压定律建立三相电压型逆变器a相回路方程 当sa导通而sa关断时， sa =1，且uaN=udc；当sa关断而sa导通时，开关函数sa =1 ，且uaN=0。由于uaN=udc sa ，式(4-46)改写成 NoaNaauuRidtdiL（4-46）（4-47）NodcaaauuSRidtdiL4.3.

5、2 三相电压型逆变器一般数学模型三相电压型逆变器一般数学模型 同理，可得b相、c相方程如下 考虑三相对称系统，那么 根据基尔霍夫电压定律NodcbbbuuSRidtdiLNodccccuuSRidtdiL（4-48）（4-49）（4-50）00cbacoboaoiiiuuuaaaoRidtdiLubbboRidtdiLucccoRidtdiLu （4-50） （4-51） （4-52）4.3.2 三相电压型逆变器一般数学模型三相电压型逆变器一般数学模型dcN0, ,3kk a b cuus （4-53） 联立式4-47）（4-50），得 在图4-48中，任何瞬间总有三个开关管导通，其开关模式共

6、有种，因此，直流侧电流可描述为dca abcb bcac cbaaba bcaca cbbcb caabca b ca ab bc c()()()()ii s s si s s si s s sii s s sii s s sii s s siii s s si si si s （4-54） 图4-48对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律得 （4-55）)(ccbbaaddcSiSiSiidtduC 联立式(4-47) 式(4-53)，并考虑引入状态变量X，且 ，则采用单极性二值逻辑开关函数描述的三相电压型逆变器一般数学模型的状态变量表达式为4.3.2 三相电压型逆变器一般数学模型三相电

7、压型逆变器一般数学模型 式中（4-57）0310031003100,cbacbakkccbakkbcbakkaSSSsSRsSRsSRABAXXZ（4-56） 000000000000LLLCZ（4-58）diB0004.3.3 三相电压型逆变器三相电压型逆变器 空间电压矢量分布空间电压矢量分布 三相电压型逆变器空间电压矢量描述了三相电压型逆变器交流侧相电压 在复平面上的空间分布，由式(4-47) 式(4-49)，易得a0b0c0(,)uuua0aabcdc1()3ussssu（4-59） b0babcdc1()3ussssu（4-60）c0cabc1()3dcussssu（4-61） 式中

8、三相单极性二值逻辑开关函数。 将 种开关函数组合代入式4-59） 式4-61），即得到相应的三相电压型逆变器交流侧负载电压值，如表4-3所示。3284.3.3 三相电压型逆变器三相电压型逆变器 空间电压矢量分布空间电压矢量分布4.3.3 三相电压型逆变器三相电压型逆变器 空间电压矢量分布空间电压矢量分布 其中 , 由于模为零而称为零矢量 。 显然，某一开关组合就对应一条空间矢量，该开关组合时的 即为该空间矢量在三轴a，b，c上的投影。 上述分析表明，复平面上三相电压型逆变器空间电压矢量uk可定义图4-49 三相电压型逆变器空间电压矢量分布 0(000)U7(111)Ua0b0c0,uuu)6

9、, 1(0327 . 03)1(kUeuUkjdck4.3.3 三相电压型逆变器三相电压型逆变器 空间电压矢量分布空间电压矢量分布 上式可表达成开关函数形式，即 对于任意给定的三相基波电压瞬时值 ，若考虑三相为平衡系统，即 ，则可在复平面内定义电压的空间矢量a0b0c0,uuua0b0c00uuu2323a0b0c02()3jjuu eu eU (4-64) （4-64）：假设 是角频率为 的三相对称正弦波电压，那么矢量U即模为相电压峰值，且以按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而在三相坐标轴(a，b，c)上的投影就是对称的三相正弦量。a0b0c0,uuu2323a0b002323aNN0bNN0

10、cNN02323aNbNcN2()32()()()323jjcjjjjuu eu euuuueuueuueueU （4-65） (4-63)(323/23/2jcjbadkeSeSSuU4.3.4 空间电压矢量的合成空间电压矢量的合成 上述分析表明：三相电压型逆变器空间电压矢量共有8条，除2条零矢量外，其余6条非零矢量对称均匀分布在复平面上。对于任一给定的空间电压矢量U*，均可由8条三相电压型逆变器空间电压矢量合成，如图4-50所示。 对于任一扇形区域中的电压矢量，均可由该扇形区两边的电压型逆变器空间电压矢量来合成。图4-50 空间电压矢量分区及合成 4.3.4 空间电压矢量的合成空间电压矢量

11、的合成 若U*在I区时，则U*可由U1、 U2和U0、7合成，依据平行四边形法则 式中T1、T2 矢量U1、U2在一个开关周期中的持续时间； Ts PWM开关周期。 令零矢量U0、7的持续时间为T0、7 ，那么图4-50 空间电压矢量分区及合成 *1212ssTTTTUUU (4-66)120,7sTTTT (4-67)4.3.4 空间电压矢量的合成空间电压矢量的合成 令U*与U1间的夹角为，由正弦定律算得21*21ss2sinsinsin()33TTTTUUU (4-68) 又因为 ，则联立式4-67），式4-68），易得1dc2/3u2UU1s2s0,7s12sin()3sinTmTTmT

12、TTTT (4-69) mSVPWM调制系数，并且 *dc3|muU (4-70) 4.3.4 空间电压矢量的合成空间电压矢量的合成 对于零矢量的选择，主要考虑选择U0或U7应使开关状态变化尽可能少，以降低开关损耗。在一个开关周期中，令零矢量插入时间为 T0、7，若其中插入U0的时间为 ，则U7的时间为 ，其中 。 实际上，对于三相电压型逆变器某一给定的电压空间矢量U*，常有几种合成方法，以下讨论均考虑U*在电压型逆变器空间矢量I区域的合成。00,7TkT70,7(1)Tk T01k4.3.4 空间电压矢量的合成空间电压矢量的合成 方法一：方法一： 将零矢量将零矢量U0均匀地分布在均匀地分布在

13、U*矢量的起、终点上，然后依次由矢量的起、终点上，然后依次由U1、 U2按三角形方法合成。按三角形方法合成。 一个开关周期中，电压型逆变器上桥臂功率管共开关一个开关周期中，电压型逆变器上桥臂功率管共开关4次，由于开关次，由于开关函数波形不对称，因此函数波形不对称，因此PWM谐波分量主要集中在开关频率谐波分量主要集中在开关频率fs及及2 fs上，显然在频率上，显然在频率fs处的谐波幅值较大处的谐波幅值较大 。 图4-51 U*合成方法一aU*合成 b开关函数波形 c频谱分布 4.3.4 空间电压矢量的合成空间电压矢量的合成 方法二：方法二： 矢量合成仍然将零矢量矢量合成仍然将零矢量U0均匀地分布

14、在均匀地分布在U*矢量的起、终点上矢量的起、终点上,与方与方法一不同的是，除零矢量外，法一不同的是，除零矢量外， U*依次由依次由U1 ，U2， U1合成，并从合成，并从矢量中点截出两个三角形。矢量中点截出两个三角形。 一个开关周期中电压型逆变器上桥臂功率管共开关一个开关周期中电压型逆变器上桥臂功率管共开关4次，且波形对称，次，且波形对称，因而其因而其PWM谐波分量仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近，谐谐波分量仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近，谐波幅值显然比方法一有所降低。波幅值显然比方法一有所降低。 。 图4-52 U*合成方法二aU*合成 b开关函数波形 c频谱分布 4.3.4 空间

15、电压矢量的合成空间电压矢量的合成 方法三：方法三： 将零矢量将零矢量U0周期分成三段，其中周期分成三段，其中U*矢量的起、终点上均匀地分布矢量的起、终点上均匀地分布U0矢量，而在矢量，而在U*矢量中点处分布矢量中点处分布U7矢量，且矢量，且T7= T0 。除零矢量外，。除零矢量外， U*矢量合成与方法二类似。矢量合成与方法二类似。 在一个在一个PWM开关周期，该方法使电压型逆变器桥臂功率管开关开关周期，该方法使电压型逆变器桥臂功率管开关6次且次且波形对称，其波形对称，其PWM谐波仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近。谐波仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近。 在频率附近处的谐波幅值降低十分明显

16、。在频率附近处的谐波幅值降低十分明显。 图4-53 U*合成方法三aU*合成 b开关函数波形 c频谱分布 4.4 电流型逆变器电流型逆变器 电流型逆变器拓扑是逆变器另一类主要的拓扑结构。这类逆变器的直流侧以电感为能量缓冲元件，从而使其直流侧呈现出电流源特性。 电流型逆变器有以下主要特点： 直流侧有足够大的储能电感元件，从而使其直流侧呈现出电流源特性，即稳态时的直流侧电流恒定不变。 逆变器输出的电流波形为方波或方波脉冲，并且该电流波形与负载无关。 逆变器输出的电压波形则取决于负载，且输出电压的相位随负载功率因数的变化而变化。 逆变器输出电流的控制仍可以通过PAM （脉冲幅值调制和PWM脉冲宽度调

17、制两种基本控制方式来实现。4.4 电流型逆变器电流型逆变器 值得注意的是，电流型逆变器与电压型逆变器在结构上具有一定的对偶性，例如： 电压型逆变器直流侧的储能元件为电容， 而电流型逆变器直流侧的储能元件为电感； 另外，电压型逆变器的的功率管旁有反向并联的续流二极管，而电流型逆变器的功率管旁则一般有正向串联的阻断二极管具有反向阻断能力的功率管除外，例如晶闸管）。 与电压型逆变器类似，依据控制方式和结构的不同，电流型逆变器也可分为方波型、阶梯波型、正弦波型PWM型三类。下面主要讨论方波型、阶梯波型电流型逆变器。4.4.1 电流型方波逆变器电流型方波逆变器 电流型方波逆变器按拓扑结构的不同可分为电流

18、型单相全桥逆变器以及电流型三相桥式逆变器两类。 也可以按电流型逆变器所采用功率器件的不同分为半控型和全控型两类。 由于电流型逆变器尤其是大功率电流型方波逆变器仍有不少采用基于晶闸管的半控型结构，因此，除全控型结构外，以下讨论还将涉及到半控型电流型逆变器。 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器单相全桥电流型方波逆变器 全控型单相全桥电流型方波逆变器 为了使全控型功率器件具有足够的反向阻断能力，通常在每个功率管上正相串联一个二极管。 另外，由于电流型逆变器的输出电流是基于功率器件通断直流侧电流的方波电流，因此，为了防止输出过电压，电流型逆变器的输出需要接入滤波电容。 单相全桥电流型方波逆变器也

19、可采用PAM脉冲幅值调制控制和SPM单脉冲控制两种控制方式。单相全桥电流型逆变器的主电路 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器单相全桥电流型方波逆变器 当采用PAM时，输出方波电流的频率的控制，输出方波电流的幅值的控制，和直流电流的幅值的控制。输出电流波形如图4-54c所示。 当采用SPM时，其直流侧电流的幅值恒定，输出方波电流的频率的控制，输出方波电流的幅值的控制。 值得注意的是，单脉冲控制包括对称单脉冲控制和移相单脉冲控制两种基本方式。但单相全桥电流型方波逆变器一般只能采用对称单脉冲控制。b)方波驱动信号 oitc)输出电流波形 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器单相全桥电流型方

20、波逆变器 半控型单相全桥电流型方波逆变器结构半控型单相全桥电流型方波逆变器结构 功率器件为晶闸管功率器件为晶闸管 基于晶闸管的半控型逆变器的换流可采用强迫换流和基于晶闸管的半控型逆变器的换流可采用强迫换流和负载换流两种换流方式。负载换流两种换流方式。 当晶闸管逆变器采用强迫换流时，一般需增加强迫换当晶闸管逆变器采用强迫换流时，一般需增加强迫换流电路，从而使其结构复杂化。流电路，从而使其结构复杂化。 晶闸管逆变器采用负载换流时，晶闸管的换流电压需晶闸管逆变器采用负载换流时，晶闸管的换流电压需要由负载提供，即要求负载电流相位超前负载电压相要由负载提供，即要求负载电流相位超前负载电压相位，显然，这就

21、要求负载为容性负载。位，显然，这就要求负载为容性负载。 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器单相全桥电流型方波逆变器 采用负载换流的晶闸管单相全桥电流型方波逆变器的电路结构如图4-55a所示。 图4-55a所示电路实际上是中频感应加热的电流型逆变器电路，其中LC串联支路为电磁感应线圈及容性补偿电容的等效电路。 为了使输出电压波形近似为正弦波，将逆变器输出电路设计成并联谐振电路。4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器单相全桥电流型方波逆变器 另一方面，为了实现晶闸管逆变器的负载换流，这就要求负载为容性负载，因此其输出电路中的补偿电容设计应使负载电路工作在容性小失谐状态。采用负载换流的晶闸管

22、单相全桥电流型方波逆变器的换流波形如图4-55b所示。4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器单相全桥电流型方波逆变器 4.4.1.2 三相桥式电流型方波逆变器三相桥式电流型方波逆变器 全控型三相桥式电流型方波逆变器与单相全桥电流型方波逆变器类似，三相桥式电流型方波逆变器可采用PAM控制和SPM两种控制方式。三相桥式电流型方波逆变器一般只采用120导电方式。采用120导电方式时，任何瞬间，三相全桥电流型变流器有且只有两个桥臂导电，此时三相桥式电流型变流器的三相输出只有两相输出电流，而两的输出电流幅值必然一致。 电路中的每个功率管上正相串联一个反向阻断二极管；另外，逆变器的输出接有过电压抑制电容

23、。4.4.1.2 三相桥式电流型方波逆变器三相桥式电流型方波逆变器 全控型三相桥式电流型方波逆变器三相桥式电流型变流器120导电方式时的相关波形如图4-56c所示。需要注意的是：当负载为Y形联接时，负载的相电流波形为120交流方波电流幅值为Id、0）；当负载为形联接时如图4-56b所示），负载的相电流为变流器两相输出电流之差，即负载的相电流波形为交流6阶梯波波形电流幅值为(2/3)Id、(1/3)Id，如图4-56c所示）。可见，将三相桥式电流型变流器的负载接成形联接时，能有效降低输出电流谐波。 4.4.1.2 三相桥式电流型方波逆变器三相桥式电流型方波逆变器 半控型三相桥式电流型变流器半控型

24、三相桥式电流型变流器电路采用了强迫换流方式，其电路采用了强迫换流方式，其中中C1 C6为换流电容，为换流电容，VD1 VD6为串联二极管。为串联二极管。由于晶闸管本身具有反向阻断由于晶闸管本身具有反向阻断能力，因此，图能力，因此，图4-57所示电路所示电路中的串联二极管中的串联二极管VD1 VD6其其主要作用是为了阻断换流电容主要作用是为了阻断换流电容间的相互放电。间的相互放电。图图4-57所示电路通常称为串联所示电路通常称为串联二极管式晶闸管逆变器。二极管式晶闸管逆变器。基于晶闸管的半控型三相桥式基于晶闸管的半控型三相桥式电流型方波逆变器仍采用电流型方波逆变器仍采用120导电方式，其输出波形

25、导电方式，其输出波形可参见图可参见图4-56c。图4-57晶闸管三相桥式串联二极管式电流型方波逆变器的电路结构 4.4.1.2 三相桥式电流型方波逆变器三相桥式电流型方波逆变器 半控型三相桥式电流型变流器半控型三相桥式电流型变流器假设换流前的逆变器电路已进入假设换流前的逆变器电路已进入稳态，并且换流电容已完成充电，稳态，并且换流电容已完成充电，为简化起见，只讨论逆变器为简化起见，只讨论逆变器U相相上桥臂到上桥臂到V相上桥臂的换流过程。相上桥臂的换流过程。图中的换流电容图中的换流电容C13为为C3和和C5串联后再与串联后再与C1并联的等效电容。并联的等效电容。具体换流过程分析如下：具体换流过程分

26、析如下：0t1时段时段初始恒流供电阶段：初始恒流供电阶段：上桥臂上桥臂VT1、VD1和下桥臂和下桥臂VD2、VT2导通，直流电流导通，直流电流Id通过通过VT1、VD1和和VD2、VT2向向U相和相和W相相负载恒流供电，如图负载恒流供电，如图4-58a所示。所示。此时，此时，VT3承受正向电压。承受正向电压。 4.4.1.2 三相桥式电流型方波逆变器三相桥式电流型方波逆变器 半控型三相桥式电流型变流器半控型三相桥式电流型变流器t1t2时段时段换流电容恒流放电阶段：换流电容恒流放电阶段：在在t1时刻触发时刻触发VT3，由于此时的，由于此时的VT3承受承受正向电压，因此正向电压，因此VT3导通，此

27、时，换流电导通，此时，换流电容容C13通过通过VT3使使VT1承受反压而关断。承受反压而关断。此时，直流电流此时，直流电流Id通从通从VT1换流到换流到VT3，并通过并通过VT3、VD1和和VD2、VT2使使C13向向U相和相和W相负载而恒流放电，如图相负载而恒流放电，如图4-58b所所示。示。在换流电容电压在换流电容电压uC13下降到零以前，下降到零以前，VT1一直承受反向电压，只要反压时间大一直承受反向电压，只要反压时间大于晶闸管的关断时间，就能确保于晶闸管的关断时间，就能确保VT1可靠可靠关断。关断。 4.4.1.2 三相桥式电流型方波逆变器三相桥式电流型方波逆变器 半控型三相桥式电流型

28、变流器半控型三相桥式电流型变流器t2t3时段时段二极管换流阶段：假设逆变二极管换流阶段：假设逆变器负载为阻感性负载，若器负载为阻感性负载，若t2时刻换流电容时刻换流电容电压电压uC13下降到零，此时在下降到零，此时在U相负载电感相负载电感的作用下，开始对的作用下，开始对C13反向充电。之后反向充电。之后uC13使使VD3正偏而导通并流过电流正偏而导通并流过电流iV，此，此时时VD1和和VD3同时导通并进入二极管换流同时导通并进入二极管换流过程，如图过程，如图4-58c所示。所示。二极管换流过程中，二极管换流过程中，VD1的电流的电流iUIdiV。显然，随着。显然，随着iV的逐渐增大，的逐渐增大

29、，iU将随之将随之减小，若设减小，若设t3时刻时刻iU0，则，则iVId，从而，从而使使VD1承受反压而关断，二极管换流过程承受反压而关断，二极管换流过程结束。结束。4.4.1.2 三相桥式电流型方波逆变器三相桥式电流型方波逆变器 半控型三相桥式电流型变流器半控型三相桥式电流型变流器t3时段时段换流后恒流供电阶段：换流后恒流供电阶段：t3时刻以后，换流电容时刻以后，换流电容C13反向反向充电过程结束并为提供下一次换充电过程结束并为提供下一次换流电压作好了准备。此时流电压作好了准备。此时VT3、VD3稳定导通，换流过程结束。稳定导通，换流过程结束。直流电流直流电流Id通过通过VT3、VD3和和V

30、D2、VT2向向V相和相和W相负载恒流相负载恒流供电，如图供电，如图4-58d所示。所示。4.4.2 电流型阶梯波逆变器电流型阶梯波逆变器 电流型阶梯波逆变器的拓扑结构主要包括电流型阶梯波逆变器的拓扑结构主要包括 直接并联多重叠加结构直接并联多重叠加结构 变压器移相多重叠加结构等变压器移相多重叠加结构等4.4.2.1 直接并联多重叠加的直接并联多重叠加的 电流型阶梯波逆变器电流型阶梯波逆变器 多个电流型逆变器输出可直接并联。多个电流型逆变器输出可直接并联。图图4-59为两个三相电流型逆变器采用输出直接并联的为两个三相电流型逆变器采用输出直接并联的多重叠加结构以及输出电流的叠加波形。多重叠加结构

31、以及输出电流的叠加波形。4.4.2.1 直接并联多重叠加的直接并联多重叠加的 电流型阶梯波逆变器电流型阶梯波逆变器 电路采用了120导电方式的PAM移相叠加控制。功率管每60换向一次，可将P A M 方 波 相 位 互 相 错 开60/2=30角。这样，通过30角的移相叠加即得8阶梯波电流。对图4-59b所示的电流波形进行谐波分析可知：每相输出的120方波谐波电流表达式为4.4.2.1 直接并联多重叠加的直接并联多重叠加的 电流型阶梯波逆变器电流型阶梯波逆变器 每相输出的120方波谐波电流表达式为)11sin09. 07sin143. 05sin2 . 0(sin32dattttIi （4-7

32、1）叠加输出的8阶梯波谐波电流表达式为)7sin0383. 05sin0536. 0)(sin673. 1 (4dtttIi（4-72）对比式4-71以及式4-72后不难发现，两重叠加后的输出电流波形中不存在零序谐波如3次、9次等），并且5次、7次谐波得到了显著衰减。 4.4.2.1 直接并联多重叠加的直接并联多重叠加的 电流型阶梯波逆变器电流型阶梯波逆变器 图4-60为三个三相电流型逆变器采用输出直接并联的多重叠加结构以及输出电流的叠加波形。显然，电路仍采用了120导电型的PAM移相叠加控制由于是三个三相电流型逆变器输出叠加，因此可将PAM方波相位互相错开60/3=20角。这样，即得12阶梯

33、波电流，一相的电流叠加波形如图4-60b所示。4.4.2.1 直接并联多重叠加的直接并联多重叠加的 电流型阶梯波逆变器电流型阶梯波逆变器 对图4-60b所示的电流波形进行谐波分析可知：叠加输出的12阶梯波谐波电流表达式为 )7sin0264. 05sin0454. 0)(sin494. 2(4dtttIi（4-73）对比式4-72以及式4-73后不难发现，三重叠加后的输出电流波形中仍不存在零序谐波如3次、9次等），并且5次、7次谐波得到了进一步衰减。显然，叠加重数越多，输出阶梯波电流波形的阶梯数也越多，电流的谐波含量就越小。4.4.2.2 变压器移相多重叠加的变压器移相多重叠加的 电流型阶梯波逆变器电流型阶梯波逆变器 采用Y/Y变压器联接的两重叠加结构若令Y/Y接法变压器两组绕组匝比分别为A1=W1/ W3、A2=W2/ W3，则通过复数形式的傅立叶分析可获得相应的谐波电流幅值Im(n)表达式为 显然，要消除第n次谐波电流，应使Im(n)0，则必须满足 2sin313sin6sin31)1 (2323132d)n(mnWWnWWnWWneIIjn （4-74） 02sin313sin6sin31323132nWWnWWnWW （4-75）4.4.2.2 变压器移相多重叠加的变压器移相多重叠加的 电流型阶梯波逆变器电流型阶梯波逆变器 采用Y/Y变压器联接的两重