1000W大功率开关电源设计方案

1、1000W大功率开关电源设计 第1章开关电源的基本原理 开关电源中的功率调整管工作在开关状态，具有功耗小、效率高、稳压围宽、温升低、体积小等突出优点，在通信设备、数控装置、仪器仪表、视频音响、家用电器等电子电路中得到广泛应用。 1.1 开关电源的组成与工作原理 1.1.1 开关电源的工作原理 开关电源的工作原理可以用图1-1进行说明。图中输入的直流不稳定 电压Ui经开关S加至输入端，S为受控开关，是一个受脉冲控制的开关调整管。开关S按要求改变导通或断开时间，就能把输入的直流电压矩形脉冲电压。这个脉冲电压经过滤波电路进行平滑滤波就可得到稳定的 直流输出电压Uo Uo 图1-1开关电源工作原理Ui

2、 (a)原理电路 定义脉冲占空比如下: DS(1-1) 式中，T表示开关S的开关重复周期：10n表示开关S在一个开关周期中的导通时间。 开关电源直流输出电压Uo与输入电压 5 之间具有如下关系： UoUiD(1-2) 由上面两式可以看出： (1)若开关周期T一定， 改变开光S的导通时间ton,即可改变脉冲占空比D,达到调节输出电压的目的，这种保持T不变而只改变ton来实现 占空比调节的方式，称为脉冲宽度调节(PWM)。由于PWM式的开关频率固定，输出滤波电路比较容易设计，易实现最优化，因此PWM式开关电源用的较多。 (2)若保持ton不变，利用改变开关频率f用来实现脉冲占空比调 节，从而实现输

3、出直流电压Uo稳压的方式，称为脉冲频率调制(PFM)。由于开关频率不固定，所以PFM方式的输出滤波电路的设计不易实现最优化。 (3)既改变匕，有改变T,从而实现脉冲占空比的调节的稳压方式，称为脉冲调频调宽方式。 在各种开关电源中，以上三种脉冲占空比调节方式均有应用。 1.2 开关电源的构成 开关电源由以下四个基本环节组成(如图1-2): (1)DC/DC变换器：用以进行功率变换，是开关电源的核心部分。 DC/DC变换器有多种电路形式，其中控制波形为方波的PW般换器以及工 作波形为准正弦波的谐振变换器应用较为普遍。 (2)驱动器：开关信号的放大部分，对来自信号源的开关信号放大、整形，以适应开关管

4、的驱动要求。 (3)信号源：产生控制信号，由它激或自激电路产生，可以是PWM信号，也可以是PFM信号或其他信号。 (4)比较放大器：对给定信号和输出反馈信号进行比较运算，控制开 关信号的幅值、频率、波形等，通过驱动器控制开关器件的占空比，达到稳定输出电压的目的。 图1-2开关电源基本组成框图 除此之外，开关电源还有辅助电路，包括启动电路、过流过压保护、输入滤波、输出采样、功能指示等。 开关电源与线性电源相比， 输入的瞬态变换比较多地表现在输出端， 在提高开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应指标也能得到改善。负载变换瞬态响应主要由输出端LC滤波器 的特性决定。所以

5、可以通过提高开关频率、降低输出滤波器LC的值的方法 改善瞬态响应特性。 1.2 开关电源的特点 开关电源具有以下特点： (1)效率高。开关电源的功率开关调整管工作在开关状态，所以调整 管的功耗小、效率高。调整管的效率一般为80%90%高的可达90%以上。 (2)重量轻。由于开关电源省掉了笨重的电源变压器，节省了大量的 漆包线和硅钢片，所以电源的重量只是同容量线性电源的1/5,体积也大 大缩小。 (3)稳压围宽。开关电源的交流输入电压在90270V围变化时，输出 电压的变化在2%以下。合理设计电路还可使稳压围更宽，并保证开关电源的高效率。 (4)安全可靠。在开关电源中，由于可以方便地设置各种形式

6、的保护电路，所以当电源负载出现故障时，能自动切断电源，保护功能可靠。 (5)元件数值小。由于开关电源的工作频率高，一般在20KHz以上，所以滤波元件的数值可以大大减小。 (6)功率小。功率开关管工作在开关转台，其损耗小；电源温开低，不需要采用大面积散热器。采用开关电源可以提高整机的可靠性和稳定性。 1.2开关电源的主要类型 下面从电路的控制方式和输出取样方式两方面对开关电源做一大致分类。 控制方式 .脉冲宽度调制式 由开关电源输出直流电压表达式Uo5D可知，控制开关管的导通时 问ton,可以调整输出电压Uo,达到输出稳压的目的。 脉冲宽度调制(PWM方式是采用恒频控制，即固定开关周期T,通过改

7、变月冲宽度ton来实现输 出稳压。开关器件的开关频率f由自激或它激方式产生。 .脉冲频率调制方式 脉冲频率调制(PFM方式是利用反馈来控制开关脉冲频率或开关脉冲周期， 实现调节脉冲占空比D,从而达到输出稳压的目的。 .脉冲调频调宽式 这种控制方式是利用反馈控制回路，既控制脉冲宽度又控制脉冲 开关周期T,以实现调节脉冲占空比D,从而达到输出稳压的目的。 .其他方式 若触发信号利用电源电路中的开关管、高频脉冲变压器构成正反馈环路，完成自激振荡，使开关电源工作，则这种电源称为自激式开关电源。 它激式开关电源需要外部振荡器，用以产生开关脉冲来控制开关管， 使开关电源工作，输出直流电压。它激式电源大多数

8、需要专用的PWMtt发 集成电路。 连接分类 电源以功率开关管的连接方式分类，可分为单端正激开关电源、单端反激开关电源、平桥开关电源和全桥开关电源；以功率开关管与供电电源、 储能电感的连接方式以及电压输出方式分类，可分为串联开关电源和并联开关电源。 输出取样方式 取样电路是电源反馈电路的重要部分，取样方式对系统的稳定性有决定作用。 (1)直接取样电路。采用直接输出取样方式的开关电源安全性好，且 具有便于空载检修、稳压反应速度快、瞬间响应时间短等优点。 (2)间接取样电路。该方式的缺点是响应慢。当输出电压因输入电压 等原因发生突变时，输出电压的变化需经过开关变压器耦合才能反映到取样绕组两端，所以

9、稳压的动态结果一般。第2章系统分析和选择 本章从整体上对开关电源的各个模块进行了介绍，主要介绍了各模块的结构、功能以及相互之间的关系，并对当前开关电源常用的变换器进行了分析。并据此分析，选择相应的电路元器件。 开关电源系统概述 由第1章可知，开关电源由四个基本环节组成，分别是DC/DC变换器、 驱动器、信号源、比较放大器。然而该系统设计中还应有辅助电路，主要为控制电路部分，其功能是产生电路所需的控制脉冲和提供各种保护。该系统结构框图如图2-1所示。 图2-1开关电源结构框图 开关电源的主电路通过输入整流滤波、DC/DC变换、输出整流滤波将 交流电压转换为所需的直流电压。由图2-1可知，开关电源

10、主回路由以下 三部分组成： 输入整流滤波电路。其作用是将交流电通过整流模块变成具有脉冲的直流电，然后通过滤波电容将其变为较平滑的直流电。 功率开关电路。具作用是将滤波得到较平滑的直流电变为高频的方波电压，再通过高频变压器送到输出端 输出滤波回路。其作用是将高频方波电压转变成为所需要的直流电压或者电流。 由于控制电路部分在整个电源中起到首脑的作用，控制整个系统工作并实现相应的保护功能。所以，开关电源主回路进行正常的功率变换所需的触发脉冲是由系统的控制电路部分提供的。一般情况下，控制电路都具有控制脉冲产生电路、驱动电路、电压反馈控制电路等功能。 DC/DC变换器的选择 将一种直流电压变换成另一种直

11、流电压（可调或固定）的过程称为 DC/DC变换，DC/DC变换是开关电源的主要功能之一，随着电子技术的发展， DC/DC变换专用电路成为设计者常用的器件，称之为DC/DC变换器。 因为DC/DC变换器的输入电压较大，对开关器件而言选择全桥式电路比较合适。全桥式电路可以使变压器磁芯和绕组得到最优利用；使效率等得到优化。 另外，当功率开关器件安全运行时，最大反向电压不会超过加在输入整流滤波电路两端的输出电压。但是，由于系统中的功率元器件比较多的缘故，功率损耗也会很大。 现在，全桥式变换器常用的有硬开关式、谐振式以及移相式。 .6 硬开关式全桥变换器 硬开关式PWMfe路 （如图2-2）具有结构简单

12、、 控制方便的优点。 在硬开关式PWMfe路中，开关管工作在硬开关状态，为了保证不必要的损耗， 同时使功率器件正常运行，经常加入缓冲电路，如RC吸收网络。但是系统 总的损耗并没有减少，只是单纯地将开关损耗转移到了缓冲电路中。而且频率也会对开关损耗造成一定的影响。所以，当开关器件在高频下运行时， 器件中的极间电容将占有不可忽略的地位。因为极间电容在进行电压转换时会产生较强的电磁干扰，影响开关电源系统的正常运行。 .6 谐振式全桥变换器 硬开关式电路在频率较高时受到的影响较大，所以，我们可以考虑应用谐振式软开关电路。与硬开关式全桥电路相比，它主要增加了谐振电感和谐振电容两个元件。其主要作用是利用谐

13、振作用控制开关器件的导通或关断。谐振变换电路的其基本结构是通过开关器件和谐振电感、谐振电容 (b)零电压开关 图2-3谐振电路的基本结构图 由图2-3(a)可知为一ZCS开关，是通过谐振元件和开关器件的串联来实现的。当开关管导通时，谐振网络接通并产生谐振，此时电流按正弦规律变化，当电流谐振到零时，令开关管关断，使谐振停止。 Vcc Rl QD1 Q2 MD2 Lf D5 Cf Q4 D6 D4 为D3 图2-2硬开关式全桥变换电路 的串并联实现的。具基本电路结构如图2-3所示 (a)零电流开关 由图2-3(b)可知为ZVS开关，是通过谐振元件和开关管的并联实现的。 当开关管关断时，谐振元件串联

14、并产生谐振，此时电压按正弦规律变化，当 电压谐振过零时，将开关管S导通。 采用谐振式全桥变换电路，可以大大提高开关电源工作的安全性。因为负载对谐振变换电路的影响较大，所以为了保证输出直流电压稳压的方式，采用了脉冲频率调制（PFM）。 .6 移相式全桥变换器 由于移相控制全桥变换电路具有移相控制实现方便、开关损耗小、可靠性高等优点，已经普遍的应用在大功率应用场合中。其功能是指保持每个开关管的导通时间不变，每个桥臂的功率管互补导通成1800,两个桥 臂的导通角相差一个相位。 因此它是通过调节移相角的大小来调节输出电压的。 除此之外，它还利用谐作用振来实现零电压或零电流的开关换流。 由以上分析可知，

15、采用移相式全桥变换电路较好。 控制电路的设计 由于DC/DC变换器的正常工作运行是需要控制电路提供适当的驱动脉冲的，所以控制电路在开关电源系统中是不可或缺的。如果控制电路输出的触发信号不稳定，或者误触发，则会导致短路，损坏开关器件。 由各电路的功能，我们可以将控制电路部分分为脉冲触发电路、反馈控制电路、保护电路等部分（如图2-4）o我们从图2-4中可以看出，脉冲产生电路是由保护电路和软启动电路控制产生脉冲信号，然后经过触发电路作用于电源的主电路。 图2-4开关电源控制电路框图 电压反馈控制通过检测电压的大小，对输出电压进行采样，然后将采样电压与参考电压进行比较得到一个电压误差，再将电压误差进行

16、处理后送给脉冲产生电路，从而调节输出脉冲的脉宽，实现输出电压稳压的目的。 驱动电路作为执行部分，其工作原理是将控制电路输出的PW遮冲信 号驱动大功率开关管。由于所提供的脉冲幅度以及波形会影响开关管的开关过程，所以，应该选择适当的驱动电路。 因为电源的输出滤波电容较大，开始时会产生非常大的充电电流。它不仅使开关管有可能损坏，而且也会引起过流保护装置误动作。若为了避过流保护的误动作而将保护电路的动作时间延长， 这将会降低过流保护的安全可靠性。 输出电压在合闸时容易出现过冲，这种过冲，合闸时可能发生，在关闭电源时也可能产生。因此，软启动电路可以消除这种冲击，在启动时提供一个逐渐上升的电压信号给脉冲产

17、生电路，使其得到缓冲而慢慢建立起电压。 为了提高安全可靠性，开关电源保护电路的功能为过流保护、过压保护、欠压保护、温度保护。其中，过流保护和过压保护是为了保护负载和电源两者而设置的；欠压保护和温度保护是为了电源本身而设置的。 整流滤波电路的设计 整流滤波包括输入和输出整流滤波，可以提高电压或者电流的稳定度。 .8 输入整流滤波回路 本文设计的是1000W大功率电源。为了减小电源的输入滤波电容，本文使用的输入整流滤波是通过三相桥式整流和谐振元件组成。 .8 输出整流滤波回路 在大功率电源的设计中，常用的输出整流滤波分为桥式整流和全波整流。桥式整流电路相比较于全波整流除了适合输出电压比较高的电路之

18、外，还具有使变压器结构简单和降低整流管电压的作用，所以桥式整流电路在输出滤波上更好。第3章开关电源主电路的设计 开关电源的设计要求 本文设计的大功率开关电源主要应用于电力系统的高频开关电源，确定技术指标如下： .输入电压：380V20% .电网频率:50Hz10% .功率因数:0.93以上； .输入过压告警:437V5V; .输入欠压告警:320V5V; .输出标称电压:220V; .输出电压围：176-286V; .输出纹波电压：Vo为10mY .输出额定电流:5A; .输出过压保护:325V5V; .输出欠压保护:195V5V; 在该课题的设计过程中，主要对大功率开关电源的工作原理、电路结

19、构作了分析，并结合开关电源的相关参数，确定并设计出了开关电源的电路结构。 电路结构框图 通过对大功率开关电源设计的任务要求，我们对选取的方案作了一些验证和比较。通过图3-1可以看出主电路和控制电路的基本组成。其中,主电路包括输入整流滤波、高频逆变和输出整流滤波三个部分。控制电路 包括监控单元、控制和保护单元、辅助电源和反馈四个部分 图3-1开关电源的电路结构框图 经过分析比较和电路元器件的选择后作具体的电路设计，如图3-2所 示。该电路分为输入整流滤波电路、单相逆变桥和输出整流滤波电路。 三相交流输入电首先要经过EMI整流滤波，其作用主要是是滤除功率 管开关产生的电压电流尖峰和毛刺，减小对系统

20、的干扰。然后再将信号送到全桥整流滤波电路，它采用了LC滤波，其主要作用是延长了电流导通时问，限制了电流峰值，从而达到提高电源的输入功率因数的目的。 除此之外， 电阻Ri和R2存在的目的是为了平衡串联电容上的电压，维持系统稳定。 而高频电容与电解电容的并联是为了滤除高频谐波，同时也弥补了电解电容在高频特性方面的不足。 图3-2开关电源的电路结构图 为了满足高压、高功率的要求，在单相逆变桥电路中选择使用绝缘栅 双极晶体管（IGBT）。其中，电容C7和C8并联在两个桥臂之间，起到了降低两个桥臂之间的尖峰的干扰的作用。电感L2和电容C16、C17、C18起到 了防止变压器T2的直流偏磁的作用。为了检测

21、原边电流是否满足要求，变 压器的原边需要添加交流互感器。 在输出整流滤波电路中，选择全桥整流滤波电路，以满足高压的要求。 其中，高频滤波电感L4,电解电容（C9C11、C15）和高频电容（C10、 C14）是为了滤除高频谐波分量。共模电感L3,Y电容（C12、C13）是为了 抑制共模分量。电流采样电阻和输出二极管D3是为了防止电池电流反灌。 输入整流滤波电路 该电源的输入整流滤波电路为整流桥电路和输入滤波电路两部分 整流桥电路 工作频率为50Hz,输入电压为380V三相交流电压，采用三相整流桥 （1）耐压 整流桥输入电压的最大值 选取的未&量为50%寸644.8(150%)967.2V 根据整

22、流桥的实际电压参数，我们选择耐压为1200V的整流桥 （2）额定电流 因为电源的效率会随着输入功率的变化而变化，所以我们应选择电源 的效率的最小值。因此，选择的电源效率为80%o 输入功率为Uin.maxUin1.23801.2456V 整流二极管的电压峰值为 2Uin.max2380(120%) 644.8V (3-1) (3-2) PPn2205/0.81375W (3-3) 因为最大输入电流选取的是交流输入电压的下限，所以 Uin.max38080%304V 最大输入线电流 |in.max Pm13752.61A 3Uin.min3304 取整流桥的额定电流为 10A。 3.2.2输入整

23、流电容 输入整流电容Cm取决于输出保持时间和输入纹波电压的大小 电压最低时接在三相桥式整流电路两端的平均输出电压E为 32 Ea It 其中，Ea为交流输入线电压。 考虑到本设计的相关参数得 E1.35380(120%)410.4V 通过直流输入电路的平均电流为 Iav Pm E 1375 410.4 3.35A 单相全桥整流滤波电路的滤波电容为: Cm4006001av 由于三相全桥整流滤波电路的基频为单相全桥整流滤波电路的 因此，三相电路的滤波电容为: Cm133200Iav 代入相关参数得 Cm2003.35670uF 根据计算结果，我们选择4个1000仙F/400V的电解电容 (3-4

24、) (3-5) 当系统 (3-6) (3-7) (3-8) (3-9) 3倍。 (3-10) (3-11) 3.3.3输入滤波电感 输入滤波电感中最大电流为电路电压处于交流输入电压下限时通过输 入电路的电流的平均值|av0考虑到滤波电感的作用，则其电感越大，电流 脉冲就越小，输入功率因素越高。但由于各方面的条件制约，我们只能选 用C1532105硅钢片铁芯，线径为1.6mm,电感为18mH的工频电感。 逆变电路的设计 功率转换电路 通过第二章的分析可以知到，本文设计的开关电源为功率电源一类， 选用全桥式功率转换电路较好。 确定电路工作频率 考虑到开关管的相关参数、主电路及控制电路的特性等一系列

25、因素， 选取开关管的工作频率为30KHzo 高频变压器的计算 (1)选取工作磁通密度 考虑到高频变压器的相关参数，我们应选取的磁芯为MX0-200铁氧体 材料，那么它的工作磁通密度为900GSo (2)考虑磁芯规格并计算原边绕组匝数 根据开关电源所选用高频变压器的设计要求，我们采用环形磁芯。 那么，选用的环形磁芯的规格为： Ddh1206020mm 式中：D环形磁芯的外径；d环形磁芯的径；h环形磁芯的 厚度。 高频变压器的原边总的截面积为： NS然100(3-12) 2B 式中，工作频率f为30KHz;ton为导通时间，由计算所得的占空比可知，导通时间取11NS；VI为原边绕组上的电压，其最大

26、值为系统电压最 大时的三相整流滤波输出电压。那么Mmax应当取值为： 120602 20600mm 2 那么，高频变压器原边绕组的匝数Ni为: 高频变压器原边绕组的匝数应当取整，结果为66。 (3)按照设计要求，输出电压的最大值为286V。考虑到线路传输的 压降，选取该压降为0.3V。因此，该开关电源的输出电压最大值为： 考虑到相关参数和结算结果，我们选取输出整流二极管的压降为2V, 滤波电感的压降为0.6V,开关桥的最大占空比Dmax为0.66。那么，当满足输出电压最大值与额定负载时，高频变压器副边绕组电压最小值为： V2min(325.320.6)/0.66496.8V 又因为理想变压器的

27、原、副边的电压比与其绕组的匝数比相等，所以得高频变压器的副边绕组匝数的计算公式为: N2M V1min 其中，原边绕组的电压最小值为: V1min380(120%)1.35410.4V(3-19) 因此，通过计算我们可以得到高频变压器的副边绕组的匝数为： 对上式结果取整后可以得到高频变压器副边绕组匝数为79。 (4)实际占空比的计算 Vimax380(1 20%).2644.7V (3-13) 磁芯截面积Sc为: (3-14) 644.711100 Ni 26900 65.6 (3-15) Vo.max3250.33253V (3-16) (3-17) (3-18) N2 496A空78.7

28、410.4 (3-20) 当满足输入电压最低和输出电压最高时，有最大脉冲占空比Dmax V1min380(120%)1.35410.4V(3-21) V2minN2V1min79410.4491V(3-22) N166 Vo.maxVo.D心325.320.6 Dmax0.668(3-23) V2min491 ton.maxDmax为0.66833.4/211.15US(3-24) 通过计算结果可知，最大占空比为0.668,导通脉宽为11.15ps0 当满足输入电压最高和输出电压最低时，有最小脉冲占空比Dmin。 V2maxV1max79644.7771.7V(3-25) NI66 假设，此时

29、VoDVorl1V, VominVoDVorl1951 Dmin0.254(3-26) V2max771.7 ton.minDm.%0.25433.4/24.24us(3-27) 通过计算，我们可以得到最小脉冲占空比为0.254,导通脉宽为 4.24 (5)绕组导线的选取 105%寸，流过输出电感的电流平均值为 流过副边绕组的电流幅值为 由于运动中的电子具有趋肤效应，经查找相关资料，当工作频率为 30KHz时，电子的穿透深度为0.3815mm0所以，在选取导线时，其线径应 当小于0.763须。考虑到线圈的绕制问题，我们选取线径为0.31mm的导线,以便于绕制线圈。 折算后的原边绕组流过的电流为

30、: N279 当负载电流为额定电流的12av5105%5.25A (3-28) 2m 5.25/0.6687.86A O I2112m5.256.28A NI66 折算后的励磁电流幅值及其平均值为: Iu8%12m0.085.250.42A (3-27) IuavL0.42/20.21A(3-28) 2 等效后的原边绕组的电流I卅及其有效值为： IimI21Iuav5.250.215.46A(3-29) I111m西5.46vO.6684.46A(3-30) 因此，我们选取原边绕组的线径为0.31mm,电流密度为J3A/mm2, 单根导线载流量为0.2264A,因而需用4.460226419.

31、70根，取整为20根。 (6)绕组面积的确定 1206020磁芯的面积为： S07td/2826mm2(3-31) 经查找相关资料可得，原边绕组的最大外径为0.37加。因此，原边绕 组占有的标称面积为： S1%0.3722066141.93mm2(3-32) 副边绕组占有的标称面积为： S2工0.3722479203.86mm2(3-33) 占空系数B为: 因此，窗口面积足够。 (7)校核绕组压降及功耗 1206020磁环的高度为2cm,径向厚度为3cm,设副边绕组的平均匝长为15cm。经过查找相关资料可知，0.31顺导线的铜芯截面积为0.07548mm2。所以副边绕组的截面积S2为： S22

32、40.075481.812mm2(3-35) 单个绕组电阻R2为:(SIS2) S0 (141.93 203.86) 2826 0.12 (3-34) _12_ R20.0168150.0179/1.8120.11(3-36) S2 常温下，铜的电阻率为0.0168.mm2/m0 其副边绕组的功率损耗为： Pr2I；R25.2520.113.03W(3-37) 设原边绕组的平均匝长约为12cm,所以原边绕组的截面积S1为： 200.075481.51mm2 其中，电阻R为： R1k0.0168120.0166/1.510.09(3-38) S 原边绕组功耗为： Pr1I12R4.4620.66

33、80.091.19W(3-39) 变压器绕组总功耗PB为： PBPr1Pr21.193.034.22W(3-40) 高压开关管的选择(1)耐压 当系统输入电压取最大值时，加在整流电路两端的输出电压Em为： EmF；2Uinmax380(120%)G644.88V(3-41) 取50%勺裕量为Em644.88(150%)967.32V。 (2)开关电流 通过计算，我们得知了最大占空比Dmax为0.668,最小占空比Dmin为 0.254。 流入整流滤波电路的输出电流的最大值为： 此时Dmax0.668； 则输出电流的峰值为3.35/0.6685.01A Iinmax 1375 Emin380(1

34、20%)1.35 3.35A (3-42) 流入整流滤波电路的输出电流的最小值为： 的IGBT单管CM60HSA24乍为高压开光管。 隔直电容Cb的选择 在第二章中，我们分析了电路的工作原理，计算了相关参数，得出了初级电流的下降时间： T4LLCbDT 其中，LL为变压器漏感；D为占空比。 在变压器的学习中，我们知道漏感与线圈的绕制方法以及磁芯材料等 因素有关。在前面的计算中，我们选择的工作频率为30KHz,得到的占空 比的最大值Dmax为0.668,在电容充电过程中，电流逐渐变小的时间为 4仙s。所以，隔直电容为: DTT Cb4.77uF 4LL 3.5输出整流滤波电路 输出整流滤波通过滤

35、波电感及滤波电容和快恢复整流二极管的整流将高频变压器输出的高频交变电压或电流按设计要求进行整流滤波输出。因为输出电压比较高（220V）,所以为了提高安全可靠性，高频变压器副边绕组应选择桥式整流电路。 输出整流二极管 因为输出二极管工作于高频状态（30KHz）,所以应选用快恢复二极管。inmin PM 1375 Emin380 2.23A (120%)1.35 (3-43) 此时Dmin0.254； 输出电流的峰值为 2.23/0.254 8.78A。 所以，流过开关管的最大电流值为 8.78A0 通过对计算结果的分析，我们选取耐压为 1200V,电流容许值为60A (3-44) (3-45)

36、(1)耐压 高频变器副边的输出电压峰值为: N79一一 V2maxVimax380(120%)五一771.9V3-46) N266 所以加在输出整流二极管上的最高电压为771.9V。 (2)电流 输出整流二极管的电流和输出滤波电感的电流相等，通过前面的计算 我们知道流过输出滤波电感的电流为5.25A,所以输出整流二极管的电流 为5.25A。 根据以上分析，同时考虑一定的裕量，选取RURU30120乍为输出二极 管，其耐压为120V,额定电流为30A。 输出滤波电感 t人,一Ljn 根据相关参考文献资料1中的理论公式，可以知道：2I minon 假设I min为负载额定电流的5%即3n55%0.

37、25A T1fs13010333.3uS TonminDminT24.2uS V2max771.9V 此时的电感电流增量应当小于或等于2I min,所以, 所以选取的滤波电感为4.84103H 输出滤波电容 (1)根据输出纹波电压V。来计算时，可以得到滤波电容的计算公式: ?T0min 771.9195 20.25 4.2106 3 4.8410H (3-47) 2I0min VO(1Dmin) 2 32fL0V0 220(10.254) 23 32300004.84100.1 1.17105F (3-48) (2)根据输出电压动态幅度V。来计算时，可以得到的滤波电容的计 算公式为: LQI0

38、max 22 VpVQ 其中，lomax为最大输出电流，取5A； Vp为电源从满载变为空载时输出电压的变化值，取221V 因此，可得输出滤波电容为: 5.910352 _2-2- 221220 在考虑一定裕量时，最后取值为500uF(3-49) 334uF 第4章控制电路的设计 PWM集成控制器的基本原理 PWM集成控制器主要包括电压型控制器和电流控制器。电压控制器只有电压反馈控制，能够满足稳压的要求；而电流型控制器还具有电流反馈控制的功能，除了稳压之外，还有以下优点： 负载动态响应快； 可减小输出滤波电容的容量； 多台开关电源并联工作时,PWMF关控制器具有在的均流能力； 当流过开关管的电流

39、达到预定值时，开关管自动关断。 常用的脉宽调制（PWM型集成控制器由推挽输出电路、脉宽调制比较器等组成。基准电压和采样反馈信号通过误差放大器比较放大后，输出的差值信号与锯齿波比较从而改变输出脉宽，以实现稳压。 高速脉宽调制器UC3825 UC3825PWMK成控制芯片符合我们的设计要求，下面分析一下这个芯片的主要特点和工作原理。 主要特点 具有较高的频率精度并可对死区进行控制，同时振荡器放电电流也可调； 具有全周期再启动的封锁式过流比较器； 适用于电压型或电流型开关电源电路； 输出脉冲最大传输延迟时间为50ns; 带有双重抑制脉冲和全封闭逻辑； 开关频率最高可达到达1MHz 有宽频带误差信号放

40、大器； 有逐脉冲限流比较器； 具有软启动控制； 上升沿封锁阈值可调，同时上升沿噪音可调，带隙基准电压可调; 启动电流小一（典型值为100mA; 在欠压锁定期间，输出低电平； 欠压锁定一16V/10V（B型）； 极限参数 电源电压（15,B脚）22V 输出脚电流（流出或流入）（11,14脚） 直流0.5A 脉冲（0.5ms）2.2A 地线（12脚）-0.2V 模拟输入 （1,2,7脚）-0.3-7V （8,9脚）-0.3-6V 时钟输出电流（4脚）-5mA 误差放大器输出电流（3脚）5mA 软启动电流（8脚）20mA 振荡器充电电流（5脚）-5mA 功耗（60c时）1W 储存温度围-65-150

41、C 焊接温度（焊接时长为10s）300C （注：管脚电压以地线电压为基准；电流正方向以流入管脚为准） 部工作原理 UC3825的部工作电路结构如图4-1所示，主要由PWM：匕较器、 存器、输出驱动器、基准电压源、软启动电路、故障锁存器等部分组成。RT 3V (100mA)(1Dmax) (1)振荡器 图4-2振荡电路 通过图4-2可以看出，锯齿波上升沿的斜率由RT、CT决定，确定RT、 CT的方法是： 通过最大占空比Dmax计算选用的RT,进一步计算选用的CTO则其计算公式为： 图4-1UC3825部工作电路 *Ltth(fl*Ltth(flatDomatDom) ) Srror UC3825

42、 Blanking 400uA (2)上升沿封锁 由上升沿封锁工作波形如图4-3所示，输出脉冲的频率是振荡器频率 的1/2。所以，输出脉冲的频率是100KHz。由于功率管截止时间的问题， 使得桥臂容易短路，所以输出脉冲占空比应该在50%以下。同时，为了实 现限制最大占空比的目的，在振荡电容放电期间，部时钟脉冲对两路输出 进行封锁。在部时钟脉冲的下降沿，输出端为高电平。 一般情况下，脉宽调制比较器会检测误差放大器的输出电压，从而终 止输出脉冲。因为采用了上升沿封锁，在脉冲前沿的某一段时间，脉宽调制比较器失效，从而有效抑制开关电源的固有噪声。而且在上升沿封锁的作用下，脉宽调制比较器的谐波输入不需要

43、经过滤波环节。 我们在CLK/LEB脚应接入电容C,使上升沿封锁时间得到了有效地调 整。另外，为了更准确控制前沿封锁时间，可以在外部并联一个2k(2% 电阻R。前沿封锁时间3ED为： 3D0.5(R/10k)C(4-3) CT 1.6Dmax RTF (4-2) 在设计应用中，%选为6.65 k,CT选为0.005NF 图4-3上升沿封锁工作波形 (3)软启动以及故障处理 软启动是通过软启动脚(SOFTSTART脚的外接电容来实现的。 通过图4-4的分析可知，当接通电源以后，外接电容开始放电，软启动脚处于低电平，误差放大器输出低电压，开关电源没有输出电压。当软启动脚的外接电容开始充电时，误差放

44、大器的输出电压开始逐渐升高，闭环调节装置开始工作，开关电源输出电压逐渐升高，直到达到输出电压额定值，完成充电。 当限流脚(ILIM)的电压大于1.2V时，故障锁存器置位，输出脚变为低电平，软启动脚的外接电容放电。当软启动脚的外接电容放电结束后，限流脚电压降到1.2V以下时，故障锁存器复位，芯片开始软启动过程。 在软启动期间，若故障锁存器突然置位，输出会立即中止。但是软启动脚外接电容在充足电之前不会放电。这样，在故障连续出现的情况下，输出就会出现一个间断期。 (4)大电流输出电路 图4-5功率MOSFET勺驱动电路 功率MOSFE叫区动电路如图4-5所示。UC3825推拉式输出电路的每个 输出端

45、都可输出峰值为2A的电流。该输出电流在20ns可使1000pF电容两 端的电压上升15V。采用独立的集电极电源Uc和功率地线Pgnd脚，能够减 小大功率门极驱动噪声对集成电路模拟电路的干扰。每个输出端（OUT到Uc和Pgnd之间都应加入一个3A的肖特基二极管（IN5120,USD245或相同 性能的器件），如图4-5所示。 该二极管可将输出电压的幅值箝位在电源电压，对任何感性和容性负载都是必不可少的。 UC3825的调试 UC3825作为控制电路的核心， 集成了相当多的功能。 过去需要用分立单元完成的功能，现在都可以通过UC3825来完成，具一般结构如下图4-6 所示。 图4-6UC3825的

46、工作结构电路 在UC3825的工作结构电路图4-6中，VREF为参考电压，为线性光耦合器控制部分提供工作电压；RT和CT用来调节PWM的占空比Dmax和振荡频 率；端口2为输入端口，OutA和OutB是PWM言号的输出端口，信号的幅值由端口13的VC决定。OutA和OutB输出的两个PWM言号是相互之间有死区时间的互补信号。因为功率MOSFET勺截止时间比导通时间长，如果 Dmax过大，将会导致桥臂短路的情况。 通过实验可知，UC3825的2脚输入和OutA、OutB输出的PWM永冲信号的占空比是满足线性关系的。具体实验数据如表4-1所示。我们定义UC3825的2脚输入为V2j,输出的PWM言

47、号占空比为D。 表4-1UC3825输入与输出占空比的关系 V2j2 0.945 1.166 1.308 1.429 1.537 1.704 1.743 D(% 0 4 8 12 16 20 24 V2j2 1.872 1.972 2.038 2.132 D(% 28 32 36 40 从表4-1中的数据可以看出，端口2的数值围为：0.945V2.132V,而 PWM永冲信号的占空比在0%40无间变化，与上述的结论基本吻合。 反馈电路的设计 局频开关电源包括环和外环两个闭环环控制系统，环是电流反馈控制， 外环是电压反馈控制。电流反馈控制需要在开关变换器和高频变压器之间 添加一个检测电流的互感器

48、。其工作原理大致是将检测信号送到UC3825 的第9个管脚限流端，当负载电流过大时关断。 电压反馈控制在主电路的输出端进行采样，再将采样电压与整定电压 进行比较后送到比例积分放大器，然后送到UC3825的第2个管脚，以控制 PWM言号的占空比，从而达到控制主电路输出电压的目的。 图4-7线性光耦隔离的电压反馈电路 从图4-7中可以看出，线性光耦合隔离的电压反馈电路是由一个隔离 反馈光二极管和一个输出光二极管组成的。反馈光二极管通过红外线的照射产生控制信号，以此调节二极管的驱动电流。输出光二极管产生的电流信号与二极管发出的伺服光通量成线性比例。 光电流I2的值满足：I2V，R,其与LED的电流成

49、正比，比例系数为 反馈传输增量Ki,即I2Ki?Ii,运算放大器向LED提供足够的电流以保持运算放大器的正向和反向输入端等电压。同理，我们可得到： K2%(4-4) K2表示正向增益，则传输增益为K3为: K37kl（4-5） 可见输入与输出的关系满足： K3R3Vj/、 Vo4-6） Ri 在实际应用中，LED工作在110mA左右。在此围，传输增益K3为 0.91.1之间的一个值，它的线性误差为0.25%0 保护电路的设计 软启动电路的设计 软启动电路可分为硬控制和软控制两类。硬控制是在合闸时先接入限流电阻，将合闸浪涌电流限制在设定围，待输入电容充满电后，再将该电阻短接。这是因为大多数的PW

50、hfi稳压电源的输出滤波电容都比较较大， 输出电压的突然建立将会形成非常大的电容充电电流，从而有可能使高压开关管损坏。若持续时间长，还会引起过流保护电路误动作。为了避免过流保护的误动作，需要在输出电压软启动电路确保安可靠性的情况下将保护电路的动作时间延长。 VDD 图4-8输入电压软启动电路 在输入电压的软启动电路(图4-8)中，Uj为一触发器，Ug为一光耦 y 合器，Uk2表示触发器的控制端。其工作原理大致如下：当启动时，Uk2为 低电平，控制触发器打在点，启动电压经过R1限压稳流，光耦合器Ug由 于Ri两端的降压而工作，使Uk3为低电平；同时，电容C4开始充电，逐渐 使Uk3变为高电平，在

51、D触发器的控制下使Uk2也变为高电平，控制触发器打向j2点，直接输出到后级电路。 过流过压保护 (1)过流保护 开关电源一般都有电流保护电路，其中过流保护是比较常用的一种，即当电流超过预定最大值时，使保护装置动作的一种保护措施。在这次的开关电源设计中，我们为过流保护加上了三重防护，分别是：一是在系统的 输入级的三相交流引入处安装熔断保险装置，当出现短路时熔断来切断输入电流；二是在控制软启动触发器的后级安装熔断保险管，以防止启动浪 涌电流的过大，损坏功率器件；三是通过检测电流来控制PW廊宽从而达 到过流保护的目的。 切断式保护原理 切断式保护工作（如图4-9）大致工作过程是先用电流检测电路来检

52、测电流信号，经I/V转换电路将电流信号变成电压信号，送到电压比较电路进行比较。当电流信号达到预定值时，信号电压大于比较电压，比较电路产生输出触发信号作用于状态保持电路，使控制电路失效。 限流式保护原理 限流式保护工作（如图4-10）大致是电流检测电路检测信号，经I/V转换电路将电流信号变成电压信号，送到电压比较电路进行比较。当电流信号达到预定值时，保护电路开始工作，使V/W电路输出脉宽变窄，稳压 电源的输出电压减小，以确保输出电流在设定围以。 限流一切断式保护 限流一切断式保护的工作过程大致如下：当负载电流达到预定值时，保护电路开始动作，输出电压减小，控制负载电流保持稳定。若负载电流过大，保护

53、电路进一步动作，将电源的输入电流切断。这种保护的安全性较高，宜采用。 ie是高频变压器T1的原边输入电流；T1是电流变压器在图4-11中, 电流信号 图4-9切断式保护原理 电流 信号 V/Wfe路取代误差放大器 图4-10限流式保护原理 图4-11过流保护的电流采样电路 因为ie是高频变化的电流，所以变压器的副边要经过整流，Uk9接到UC3825 的第九个端口，通过UC3825来控制过流后的一系列动作。电容C是噪音滤 波电容器，目的是防止过流保护电路的误动作。 （2）过压保护 过压保护同过流保护相似， 是当电压超过预定值时， 使保护装置动作的一种保护措施。当被保护电路的电源电压高于一定数值时

54、，保护器切断该线路；当电源电压恢复到正常围时，保护器自动接通。 在图4-12中，UG表示光耦合器；TL表示一个可编程的精密电压基准；其工作原理大致如下：输出电压Vout经过RIR4分压后加入到精密电压基准 的基准端（R）,TL的阴极和光耦合器的3端相连接。当基准电压Vref达到 2.5V时，阴极电流IK突然增大，光耦合器开始工作，Uk6变为低电平。而 Uk6是加在UC3825的输入启动端（SS）的电压，这样以来启动电容开始放电，系统重新开始软启动，从而保护负载。 4.6均流电路的设计 均流电路的简述 大功率电源系统为了满足负载的功率要求， 需要采用若干台开关变换器并联在电路中。在这些并联的开关

55、电源中，每个变换器都只处理较小的功率，降低了应力，以提高系统的可靠性。但是并联的开关变换器模块问需要采用均流措施，它是实现开关电源大功率化的重要措施，以此保证了模块间的电流应力和热应力的分配均匀，防止了模块在限流状态运行。因此，对开关变换器模块并联的大功率电源系统，其基本要求是： Uk6 R6 图4-12过压保护电路 各个模块承受的电流能力是平衡的； 尽可能地不增加其他的均流措施，使均流措施与冗余技术相结合；当输入电压或负载电流变化时，应该保持输出稳压和均流的瞬态响应好。 开关电源并联系统的常用均流方法 开关电源并联系统的均流方法有很多，其中常用的有： (1)输出阻抗法 调节输出阻抗，使开关变

56、换器并联模块达到均流的目的，有相关文献 将之称为电压调整率法，或Droop方法。它是实现均流的最简单的方法， 又因属于开环控制，所以在小电流时电流分配的特性较差。它的缺点是：若电流调整率下降，为了实现均流，每个模块需要个别调整，而且对于额定功率不同的开关变换器并联模块，难以实现均流，所以，一般在电压调整率要求低的电源系统中才会使用。 (2)主从设置法 这个方法使用于电流型控制的开关电源并联系统中，是在开关变换器并联的模块中，假定某一个为主模块，而其余模块跟从被假定的主模块分配电流，称这类模块为从模块。这个均流措施的主要缺点是： 系统复杂； 容易受外界噪声干扰； 若主模块失效，则整个电源系统不能

57、工作，不适用于冗余并联系统。 (3)按电流平均值自动均流法 若使用这个方法，要求开关变换器并联的模块的电流放大器输出端通 过一个电阻R接到一条公共母线上，称其为均流母线。通过电阻R上的电 压差，产生控制电压Vc,与基准电压Vr综合后，再与反馈电压Vf进行比较放大后，产生误差电压Ve,控制PW林吗区动器。按平均电流值自动均流法可以精确实现均流，但是在实际应用中，总会出现一些问题。例如，均流母线发生短路，或者接某一个模块不能正常工作，都有可能造成故障。 (4)最大电流法自动均流 这种方法的主模块和从模块都是自动设定的，具有随机性。但一般情况下，在开关变换器并联的模块中，都是将输出电流最大的模块设为

58、主模块，而其余模块则成为从模块，并且依次被整定它们的电压误差，以保证负载电流分配均匀。 这种方法效果比较好，这种方法的原理如下图4-13所示。由于二极管 D的作用，电压Vb反映的是开关变换器并联模块中电压的M中的最大值。 由于二极管具有单向性，只有模块中电流最大的那个，二极管才能够导通。 假设各模块分配的电流是均衡的。如果某个模块电流突然增大为模块中电流最大的一个。于是VI的值上升，则该模块自动成为主模块，其它模块为 从模块。这时VbVimax,而各从模块的VI与Vimax比较，通过调整放大器的 调整后，最终实现均流。但是，由于二极管总是存在正向压降，所以主模 块的均流会有些偏差。为了减小主模

59、块的这种误差，根据最大电流法自动 均流的原理，用均流控制器集成电路（UC3907）代替二极管。所以最大均 流法自动均流可以保证各电源模块的独立工作。 4.7辅助电源 辅助电源的类型有很多种，既可以采用用联线性调整型电源，也可以采用开关电源。辅助电源也可以通过高频变压器获得输出后反馈提供，辅助电源本身作为开关电源的一组负载。在选取辅助电源电路形式时，只要能满足控制电路的要求即可。 均流母线 Vb 图4-13最大电流自动均流法电路原理图 辅助电源是给控制电路部分供电的，分为UC3825以及其它控制部分的辅助电源和电压反馈环节的辅助电源 图4-14辅助电源的控制部分电路图 UC3825以及其它控制部

60、分的辅助电源是从三相电源中取线电压经过 为图4-14中的Vout,电压反馈电路的电源为图4-15中的Vo OAC 380V C2, UR3 TC3 R4 7 V 工频变压器变压后全波整流， 然后由 （如图4-14）。 电压反馈环节的辅助电源是由频变压器隔离变压后整流输出 （如图提供，+12V是控制部分的辅助电源, +12V的直流工作电源供给控制电路 UC3825的CLK端经过触发以后，通过高 4-15）。图中的CLK由UC3825的时钟 UC3825以及其它控制部分的辅助电源 +12V S D Q- R 图4-15辅助电源的反馈部分电路图第5章对蓄电池充电的认识 因为铅酸蓄电池具有生产成本低、