第八章角度调制与解调ppt课件

1、8.1 概述概述 8.2 调角波的性质调角波的性质 8.3 调频方法概述调频方法概述 8.4 变容二极管调频变容二极管调频8.5 晶体振荡器直接调频晶体振荡器直接调频8.6 间接调频间接调频8.8 相位鉴频器相位鉴频器8.9 比例鉴频器比例鉴频器 Chapter 8 角度调制与解调角度调制与解调 频谱非线性变换电路频谱非线性变换电路 8.1 8.1 概述概述 角度调制是用调制信号去控制载波信号角度(频率或相位)变化的一种信号变换方式。 如果受控的是载波信号的频率，则称频率调制(Frequency Modulation)，简称调频，以FM表示； 若受控的是载波信号的相位，则称为相位调制(Phas

2、e Modulation)，简称调相，以PM表示。 无论是FM还是PM，载频信号的幅度都不受调制信号的影响。 调频波的解调称为鉴频或频率检波，调相波的解调称鉴相或相位检波。与调幅波的检波一样，鉴频和鉴相也是从已调信号中还原出原调制信号。 NoImageNoImageNoImageNoImageNoImageNoImageNoImagewowoDwDwm m wo+Dwm wo+Dwm AMFM调幅与调频的波形图调幅与调频的波形图FMAMffff调幅与调频的频谱调幅与调频的频谱 f0f0f0f0 角度调制与解调和振幅调制与解调最大的区别在频率变换前后频谱结构的变化不同。 角度调制:频率变换前后频

3、谱结构发生了变化， 属于非线性频率变换。 角度调制的主要优点: 抗干扰性强. FM广泛应用于广播、电视、通信以及遥测方面，PM主要应用于数字通信。 角度调制的主要缺点: 占据频带宽，频带利用不经济。 8.2 调角波的性质一、调频波和调相波的波形和数学表达式一、调频波和调相波的波形和数学表达式 1. 1. 瞬时频率、瞬时相位及波形瞬时频率、瞬时相位及波形设未调高频载波为一简谐振荡，其数学表达式为设未调高频载波为一简谐振荡，其数学表达式为v(t)=Vcosv(t)=Vcos(t)=Vcos(t)=Vcos(0t+0t+0) 0) (8-1) (8-1) 式中，式中，0 0为载波初相角；为载波初相角

4、；0 0是载波的角频率，是载波的角频率， (t)(t)为载波振荡的瞬时相位。为载波振荡的瞬时相位。 当没有调制时，当没有调制时，v(t)v(t)就是载波振荡电压，其角就是载波振荡电压，其角 频率频率和初相角和初相角0 0都是常数。都是常数。 调频时，在式调频时，在式(8-1)(8-1)中，高频正弦载波的角频率不再是常数中，高频正弦载波的角频率不再是常数0 0，而是随调制信号变化的量。即调频波的瞬时角频率，而是随调制信号变化的量。即调频波的瞬时角频率(t)(t)为为w w(t)=(t)=w w0+kfv0+kfv (t)=(t)=w w0+0+DwDw(t) (t) (8-2)(8-2) 式中式

5、中kf为比例常数，即单位调制信号电压引起的角频为比例常数，即单位调制信号电压引起的角频 率变化，单位为率变化，单位为rad/sV。此时调频波的瞬时相角。此时调频波的瞬时相角(t)为为+wt00dt) t () t (8-3) 调频波瞬时频率、瞬时相位随调制信号调频波瞬时频率、瞬时相位随调制信号( (单音信号单音信号) )变化的波形图变化的波形图以及调频波的波形图。以及调频波的波形图。 v t0w tv (t)owowo D wmwo+ D wm2 twoD (t) tow (t)omf(a)(b )(c)(d )D wm图图8-1 8-1 调频时的波形图调频时的波形图 图图(c)(c)为瞬时频

6、率的形式，为瞬时频率的形式， 是在载频的基础上叠加了随调制是在载频的基础上叠加了随调制 信号变化的部分。信号变化的部分。 图图(d)(d)为调频时引起的附加相位为调频时引起的附加相位 偏移的瞬时值，偏移的瞬时值，(t)(t)与调制信号相差与调制信号相差9090。 由图可知由图可知 调频波的瞬时频率随调制信号成线性变化，调频波的瞬时频率随调制信号成线性变化， 而瞬时相位随调制信号的积分线性变化。而瞬时相位随调制信号的积分线性变化。vt0w tv ( t )owowo D wmwo+ D wm2 twoD ( t )tow ( t )omf( a )( b )( c )( d )D wm 图图8-

7、28-2画出了调相波的瞬时频率、瞬时相位画出了调相波的瞬时频率、瞬时相位随调制信号随调制信号( (单音信号单音信号) )变化的波形图。变化的波形图。调相时的波形图调相时的波形图 v t 0 2 t w o ( t) t o ( t ) o ( a) ( c ) ( d) Dw m w 图图8-2 调相时，高频载波的瞬时相位调相时，高频载波的瞬时相位(t)(t)随随v v线性变化，线性变化， (t)=(t)=0t+0t+0+Kpv0+Kpv(t) (t) (8-4) (8-4) 式中式中KpKp为比例系数，代表单位调制信号电压引起为比例系数，代表单位调制信号电压引起 的相位变化，单位为的相位变化

8、，单位为rad/Vrad/V。此时调相波的瞬时频率为。此时调相波的瞬时频率为dt) t (d) t (w(8-5) (t)=(t)=+wt00dt) t (dt) t (d) t (w 是角度调制的两个基本关系式，它说明了瞬时相是角度调制的两个基本关系式，它说明了瞬时相位是瞬时角速度对时间的积分，同样，瞬时角频率为位是瞬时角速度对时间的积分，同样，瞬时角频率为瞬时相位对时间的变化率。瞬时相位对时间的变化率。 由于频率与相位之间存在着微积分关系，因此不由于频率与相位之间存在着微积分关系，因此不论是调频还是调相，结果使瞬时频率和瞬时相位都发论是调频还是调相，结果使瞬时频率和瞬时相位都发生变化。只是

9、变化规律与调制信号的关系不同。生变化。只是变化规律与调制信号的关系不同。和和例例8-1 8-1 求求v(t)=5cos( t+sin5v(t)=5cos( t+sin5 t) t)在在t=0t=0时的时的 瞬时频率。瞬时频率。) t105cos(10510dt) t (d336+解解 (t)= t+sin(5 t) (t)= 在在t=0时，时，(0)= +5 rad/S 160kHz Hz210510)0(f36+6103106103106103102. FM、PM的数学表达式及频移和相移的数学表达式及频移和相移 设设0=00=0+w+wwt0f0t0f0t0dt) t (Ktdt)t (Kd

10、t) t () t (vv(8-6)所以所以FMFM波的数学表达式为波的数学表达式为af(t)=Vcosaf(t)=Vcos(t)=Vco(t)=Vcos s +wt0f0dt) t (Ktv(8-7) w w(t)=(t)=w w0+kfv0+kfv (t)=(t)=w w0+0+DwDw(t) (t) 根据式根据式+wt00dt) t () t (同理，根据式同理，根据式(8-4)(8-4)设设0=0 0=0 那么那么 (t)=0t+KPv(t) (8-8)所以所以PMPM波的数学表达式为波的数学表达式为ap(t)=Vcosap(t)=Vcos(t)=Vcos(t)=Vcos0t+Kpv0

11、t+Kpv(t)(t) (8-9) (8-9) 我们将瞬时频率偏移的最大值称为频偏，记为我们将瞬时频率偏移的最大值称为频偏，记为m= maxm= max。 瞬时相位偏移的最大值称为调制指数，瞬时相位偏移的最大值称为调制指数，m= maxm= max。) t (wD) t (Dmax) t (v对调频而言，对调频而言， 频偏频偏 m=Kfm=Kf (8-10) (8-10) 调频指数调频指数 mf=Kfmf=Kf (8-11) (8-11)maxt0dt) t (v对调相而言，对调相而言， 频偏频偏 (8-12) (8-12) 调相指数调相指数 (8-13)(8-13)maxpmdt) t (d

12、KwDvmaxpp) t (Kmv 根据以上分析得出如下结论： 调频时，载波的瞬时频率变化量与调制信号成线性关系， 载波的瞬时相位变化量与调制信号的积分成线性关系； 调相时，载波的瞬时频率变化量与调制信号的微分成线性关系， 载波的瞬时相位变化量与调制信号成线性关系。 调频与调相的比较可参见表8-1。表表8-1 FM8-1 FM波和波和PMPM波的比较波的比较 调制信号调制信号v v(t)(t)，载波，载波VmcosVmcos0(t)0(t)FM波波PM波波数学表达式数学表达式Vmcosw0t+kpv(t) 瞬时频率瞬时频率w0+kfv(t) 瞬时相位瞬时相位w0t+kpv(t) 最大频偏最大频

13、偏调制指数调制指数maxt0dt) t(vmaxpp) t (Kmvmaxpmdt) t (dKwDv+wt0f0dt)t(Ktvdt) t (dkp0+wv+wdt) t (KtcosVt0f0mvmf=Kf Dwm=Kf max)t(v 下面分析当调制信号为下面分析当调制信号为v v(t)=V(t)=Vcoscost t，未调制时载波，未调制时载波频频 率为率为0 0时的调频波和调相波。时的调频波和调相波。 根据式根据式(8-7)(8-7)可写出调频波的数学表达式为可写出调频波的数学表达式为) tsinmtcos(VtsinVKtcosV) t (f0mf0mf+w+wa(8-14)根据式

14、根据式(8-9)(8-9)可写出调相波的数学表达式为可写出调相波的数学表达式为) tcosmtcos(V) tcosVKtcos(V) t (p0mp0mp+w+wa(8-15) 从以上二式可知，从以上二式可知， 此时调频波的调制指数为此时调频波的调制指数为VKmff(8-16)调相波的调制指数为调相波的调制指数为 mp = KpV (8-17) 根据式根据式(8-10)(8-10)可求出调频波的最大频移为可求出调频波的最大频移为DwDwf = KfVf = KfV (8-18) 根据式根据式(8-12)(8-12)可求出调相波的最大频移为可求出调相波的最大频移为 p = KpVp = KpV

15、 (8-19) 由此可知，调频波的频偏与调制频率由此可知，调频波的频偏与调制频率无关，调频指数无关，调频指数mfmf则则 与与成反比；调相波的频偏成反比；调相波的频偏p p与与成正比，调相指数则与成正比，调相指数则与无关。无关。 这是调频、调相二种调制方法的根本区别。它们之间的关系参这是调频、调相二种调制方法的根本区别。它们之间的关系参 见图见图8-38-3。 o Dwm=KfV mmfD o mp = KpV Dwm=mp (a) (b) 图图8-3 8-3 频偏和调制指数与调制频率的关系频偏和调制指数与调制频率的关系( (当当V V恒定时恒定时) ) (a) (a) 调频波；调频波；(b)

16、 (b) 调相波调相波 对照式对照式(8-16)-(8-19)(8-16)-(8-19)可以看出：无论调频还是调相，最大可以看出：无论调频还是调相，最大 频移频移( (频偏频偏) )与调制指数之间的关系都是相同的。若频偏都用与调制指数之间的关系都是相同的。若频偏都用 m m表示，调制指数都用表示，调制指数都用m m表示，那么表示，那么m m 与与m m之间满足以下关系之间满足以下关系DwDwm = mm = m 或或 D Dfm = mFfm = mF (8-20) (8-20) 式中式中 需要说明需要说明: : 在振幅调制中，调幅度在振幅调制中，调幅度ma1ma1，否则会产生过调制失真。，否

17、则会产生过调制失真。 而在角度调制中，无论调频还是调相而在角度调制中，无论调频还是调相, ,调制指数均可大于调制指数均可大于1 1。wDD2f2FVKmffmp = KpV DwDwf = KfVf = KfV p = KpVp = KpV 二、调角信号的频谱与有效频带宽度二、调角信号的频谱与有效频带宽度 由于调频波和调相波的方程式相似由于调频波和调相波的方程式相似, ,因此要分析其中一种因此要分析其中一种 频谱频谱, ,则另一种也完全适用。则另一种也完全适用。1. 1. 调频波和调相波的频谱调频波和调相波的频谱 前面已经提到，调频波的表示式为前面已经提到，调频波的表示式为 af(t)=Voc

18、os(ot+ mfsint) (Vm=Vo) (8-21) 利用三角函数关系，可将利用三角函数关系，可将(8-21)(8-21)式改写成式改写成 af(t)=Vocos(af(t)=Vocos(ot+ mfsinot+ mfsint) t) =Vocos(mfsin =Vocos(mfsint)cost)cosototsin(mfsinsin(mfsint)sint)sinot (8-22) ot (8-22) 函数函数cos(mfsincos(mfsint)t)和和sin(mfsinsin(mfsint)t)，为特殊函数，为特殊函数, , 采用贝塞尔函数分析，可分解为采用贝塞尔函数分析，可分

19、解为cos(mfsincos(mfsint)=J0(mf)+2J2(mf)cos2t)=J0(mf)+2J2(mf)cos2t+2J4(mf)cos4t+2J4(mf)cos4t t +2Jn(mf)cosn+2Jn(mf)cosnt+ (nt+ (n为偶数为偶数) ) sin(mfsinsin(mfsint)=2J1(mf)sint)=2J1(mf)sint+2J3(mf)sin3t+2J3(mf)sin3t t +2J5(mf)sin5+2J5(mf)sin5t+2J2n+1(mf)sin (2n+1)t+2J2n+1(mf)sin (2n+1)t+ (nt+ (n为奇数为奇数) ) 在贝

20、塞尔函数理论中，以上两式中的在贝塞尔函数理论中，以上两式中的Jn(mf)Jn(mf)称为数值称为数值mfmf的的n n阶阶 第一类贝塞尔函数值。它可由第一类贝塞尔函数表求得。第一类贝塞尔函数值。它可由第一类贝塞尔函数表求得。 (8-23) (8-24) 图图8-48-4为阶数为阶数n=0-9n=0-9的的Jn(mf)Jn(mf)与与mfmf值的关系曲线。由图可知，值的关系曲线。由图可知， 阶数阶数n n或数值或数值mfmf越大，越大，Jn(mf)Jn(mf)的变化范围越小；的变化范围越小；Jn(mf)Jn(mf)随随mf mf 的增大作正负交替变化；的增大作正负交替变化；mfmf在某些数值上，

21、在某些数值上，Jn(mf)Jn(mf)为零，例为零，例 如如mf =2.40,5.52,8.65,11.79,mf =2.40,5.52,8.65,11.79,时，时，J0(mf)J0(mf)为零。为零。图图8-4 8-4 贝塞尔函数曲线贝塞尔函数曲线将式将式(8-23)(8-23)和式和式(8-24)(8-24)代入式代入式(8-22)(8-22)得得af(t) =VoJ0(mf)cosaf(t) =VoJ0(mf)cosot ot VoJ1(mf)cos( VoJ1(mf)cos(o o)t)tcos(cos(o+o+)t )t +VoJ2(mf)cos( +VoJ2(mf)cos(o o

22、2 2)t+cos()t+cos(o+2o+2)t)t VoJ3(mf)cos(o3)tcos(o+3)t + =Vo (8-25)wnofnt )ncos()m(J 可见，单频调制情况下，调频波和调相波可分解为载频可见，单频调制情况下，调频波和调相波可分解为载频 和无穷多对上下边频分量之和，各频率分量之间的距离均等和无穷多对上下边频分量之和，各频率分量之间的距离均等 于调制频率，且奇数次的上下边频相位相反，包括载频分量于调制频率，且奇数次的上下边频相位相反，包括载频分量 在内的各频率分量的振幅均由贝塞尔函数在内的各频率分量的振幅均由贝塞尔函数Jn(mf)Jn(mf)值决定。值决定。 图图8-

23、58-5所示频谱图是根据式所示频谱图是根据式(8-25)(8-25)和贝塞尔函数值画出和贝塞尔函数值画出 的几个调频频率的几个调频频率( (即各频率分量的间隔距离即各频率分量的间隔距离) )相等、调制系数相等、调制系数 mfmf不等的调频波频谱图。为简化起见，图中各频率分量均取不等的调频波频谱图。为简化起见，图中各频率分量均取 振幅的绝对值。振幅的绝对值。 wowowowomf = 0mf = 0.5mf = 2.4mf = 4图图8-5 单频调制的调频波的频谱图单频调制的调频波的频谱图 由图可知，不论由图可知，不论mfmf为何值，随着阶数为何值，随着阶数n n的增大，边频分量的的增大，边频分

24、量的 振幅总的趋势是减小的；振幅总的趋势是减小的；mfmf越大，具有较大振幅的边频分量就越大，具有较大振幅的边频分量就 越多；对于某些越多；对于某些mfmf值，载频或某些边频分量的振幅为零，利用值，载频或某些边频分量的振幅为零，利用 这一现象，可以测量调频波和调相波的调制指数。这一现象，可以测量调频波和调相波的调制指数。 对于调制信号为包含多频率分量的多频调制情况，调频波和对于调制信号为包含多频率分量的多频调制情况，调频波和 调相波的频谱结构将更加复杂，这时不但存在调制信号各频率分调相波的频谱结构将更加复杂，这时不但存在调制信号各频率分 量的各阶与载频的组合，还存在调制信号各频率分量间相互组合

25、量的各阶与载频的组合，还存在调制信号各频率分量间相互组合 后与载频之间产生的无穷多个组合形成的边频分量。后与载频之间产生的无穷多个组合形成的边频分量。 2. 2. 调频波和调相波的功率和有效频带宽度调频波和调相波的功率和有效频带宽度 调频波和调相波的平均功率与调幅波一样，也为载频功率调频波和调相波的平均功率与调幅波一样，也为载频功率 和各边频功率之和。单频调制时，调频波和调相波的平均功率和各边频功率之和。单频调制时，调频波和调相波的平均功率 均可由式均可由式(8-26)(8-26)求得，此处略去调制系数的下角标，即求得，此处略去调制系数的下角标，即(8-26) (8-26) 根据第一类贝塞尔函

26、数的性质，上式括弧中各项之和恒等根据第一类贝塞尔函数的性质，上式括弧中各项之和恒等 于于1 1，所以调频波和调相波的平均功率为，所以调频波和调相波的平均功率为NoImage(8-27) (8-27) ) m ( J ) m ( J ) m ( J 2 ) m ( J R V 2 1 P 2 n 2 2 1 2 0 L 2 o av L L + + + + + 2LOavRVp221 可见，调频波和调相波的平均功率与调制前的等幅载波功率可见，调频波和调相波的平均功率与调制前的等幅载波功率 相等。这说明，调制的作用仅是将原来的载频功率重新分配到各相等。这说明，调制的作用仅是将原来的载频功率重新分配

27、到各 个边频上，而总的功率不变。这一点与调幅波完全不同。个边频上，而总的功率不变。这一点与调幅波完全不同。 进一步分析表明，调制后尽管部分功率由载频向边频转换，进一步分析表明，调制后尽管部分功率由载频向边频转换， 但大部分能量还是集中在载频附近的若干个边频之中。由贝塞但大部分能量还是集中在载频附近的若干个边频之中。由贝塞 尔函数可以发现，当阶数尔函数可以发现，当阶数n nm m时，时，Jn(m)Jn(m)值随值随n n的增大迅速下降，的增大迅速下降， 而且当而且当n n(m+1)(m+1)时，时，Jn(m)Jn(m)的绝对值小于的绝对值小于0.10.1或相对功率值小于或相对功率值小于 0.01

28、0.01。通常将振幅小于载波振幅通常将振幅小于载波振幅10%10%的边频分量忽略不计，有效的上的边频分量忽略不计，有效的上下边频分量总数则为下边频分量总数则为2(m+1)2(m+1)个，即调频波和调相波的有效频带个，即调频波和调相波的有效频带宽度定为宽度定为 BW=2(m+1)F=2( BW=2(m+1)F=2(f+F)f+F)(8-28)(8-28) 可见，调频波和调相波的有效频带宽度与它们的调制系数可见，调频波和调相波的有效频带宽度与它们的调制系数m m 有关，有关，m m越大，有效频带越宽。但是，对于用同一个调制信号对越大，有效频带越宽。但是，对于用同一个调制信号对 载波进行调频和调相时

29、，两者的频带宽度因载波进行调频和调相时，两者的频带宽度因mfmf和和mpmp的不同而互的不同而互 不相同。不相同。 调频波和调相波的有效频带宽度调频波和调相波的有效频带宽度三、调频波与调相波的联系与区别三、调频波与调相波的联系与区别根据调频波的数学表达式根据调频波的数学表达式 和调相波的数学表达式和调相波的数学表达式ap(t)=Vocosap(t)=Vocosot+Kpvot+Kpv(t) (t) 可以看出可以看出FMFM与与PMPM两者之间的关系两者之间的关系: : 调频波可以看成调制信号为调频波可以看成调制信号为 而调相波则可以看成调制信号为而调相波则可以看成调制信号为 的调频波的调频波.

30、 . 这种关系为间接调频方法奠定了理论基础这种关系为间接调频方法奠定了理论基础+wt0foofdt) t (KtcosV) t (vat0dt) t (vdt) t (dv 的调相波，的调相波， 根据前述分析可知，当调制信号频率根据前述分析可知，当调制信号频率F F发生变化时，调发生变化时，调频波的调制指数频波的调制指数mfmf与与F F成反比变化，其频宽宽度基本不变，成反比变化，其频宽宽度基本不变，故称恒带调制，其频谱宽度如图故称恒带调制，其频谱宽度如图8-6(a)8-6(a)所示。而当调制信所示。而当调制信号频率号频率F F变化时，调相波的调制指数变化时，调相波的调制指数mpmp与与F F

31、无关，其频带宽无关，其频带宽度随调制频率度随调制频率F F变化，其频谱图如图变化，其频谱图如图8-6(b)8-6(b)所示。所示。 o Dwm=KfV mmfD o mp = KpV Dwm=mp (a) (b) FMPM 调 频 信 号 频 谱 F=1kHz mf =12 2(mf+1)F =26kHz F=2kHz mf =6 28kHz Df Df F=4kHz mf =3 (a) 2(mf+1)F =32kHz 调 相 信 号 频 谱 F=1kHz mp =12 2(mf+1)F =26kHz F=2kHz mp =12 Df F=4kHz mp =12 (b) 2(mp+1)F =1

32、04kHz Df 52kHz 图图8-6 8-6 调制频率不同时调制频率不同时FMFM及及PMPM信号的频谱信号的频谱 设设F=1kHzF=1kHz，mf= mp=12mf= mp=12，这时，这时，FMFM与与PMPM信号的谱宽相信号的谱宽相等，为等，为26kHz26kHz。但是当调制信号幅度不变而频率增加到。但是当调制信号幅度不变而频率增加到2kHz2kHz及及4kHz4kHz时，对时，对FMFM波来说，虽然调制频率提高了，但因波来说，虽然调制频率提高了，但因mfmf减小，使有效边频数目减小，所以有效谱宽只增加到减小，使有效边频数目减小，所以有效谱宽只增加到28kHz28kHz及及32kH

33、z32kHz，即增加是有限的。对，即增加是有限的。对PMPM波来说，波来说，mpmp不变，不变，故谱宽随故谱宽随F F成正比例地增加到成正比例地增加到52kHz52kHz及及104kHz104kHz，因而占用的，因而占用的频带很宽，极不经济。频带很宽，极不经济。 8.3 调频方法及电路一、实现调频的方法和基本原理一、实现调频的方法和基本原理 频率调制是对调制信号频谱进行非线性频率变换，而频率调制是对调制信号频谱进行非线性频率变换，而 不是线性搬移，因而不能简单地用乘法器和滤波器来实现。不是线性搬移，因而不能简单地用乘法器和滤波器来实现。 实现调频的方法分为两大类：直接调频法和间接调频法。实现调

34、频的方法分为两大类：直接调频法和间接调频法。 1. 1. 直接调频法直接调频法 用调制信号直接控制振荡器的瞬时频率变化的方法称用调制信号直接控制振荡器的瞬时频率变化的方法称 为直接调频法。如果受控振荡器是产生正弦波的为直接调频法。如果受控振荡器是产生正弦波的LCLC振荡器，振荡器， 则振荡频率主要取决于谐振回路的电感和电容。将受到调则振荡频率主要取决于谐振回路的电感和电容。将受到调 制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频 率按调制信号的规律变化，实现直接调频。率按调制信号的规律变化，实现直接调频。 可变电抗器件的种类：可变电抗器件的

35、种类： 变容二极管变容二极管 具有铁氧体磁芯的电感线圈具有铁氧体磁芯的电感线圈 电抗管电路电抗管电路 直接调频法的优点：原理简单，频偏较大直接调频法的优点：原理简单，频偏较大 缺陷：但中心频率不易稳定。缺陷：但中心频率不易稳定。 在正弦振荡器中，若使可控电抗器连接于晶体振荡在正弦振荡器中，若使可控电抗器连接于晶体振荡器中，可以提高频率稳定度，但频偏减小。器中，可以提高频率稳定度，但频偏减小。 先将调制信号进行积分处理，然后用它控制载波先将调制信号进行积分处理，然后用它控制载波的瞬时相位变化，从而实现间接控制载波的瞬时频的瞬时相位变化，从而实现间接控制载波的瞬时频率变化的方法，称为间接调频法。率

36、变化的方法，称为间接调频法。 间接调频法的优点：间接调频法的优点： 实现调相的电路独立于高频载波振荡器以外，所实现调相的电路独立于高频载波振荡器以外，所以这种调频波突出的优点是载波中心频率的稳定性以这种调频波突出的优点是载波中心频率的稳定性可以做得较高。可以做得较高。 缺陷：可能得到的最大频偏较小。缺陷：可能得到的最大频偏较小。2. 间接调频法间接调频法 调频波可以看成调制信号为调频波可以看成调制信号为 t0dt) t (v 的调相波，的调相波，间接调频实现的原理框图如图所示间接调频实现的原理框图如图所示载波振荡器缓冲级调频波输出调相器积分器调制信号图图8-7 8-7 借助于调相器得到调频波借

37、助于调相器得到调频波 无论是直接调频，还是间接调频，其主要技术要求是：无论是直接调频，还是间接调频，其主要技术要求是： 频偏尽量大，并且与调制信号保持良好的线性关系；频偏尽量大，并且与调制信号保持良好的线性关系； 中心频率的稳定性尽量高；中心频率的稳定性尽量高； 寄生调幅尽量小；寄生调幅尽量小； 调制灵敏度尽量高。调制灵敏度尽量高。 其中频偏增大与调制线性度之间是矛盾的。其中频偏增大与调制线性度之间是矛盾的。 8.4、变容二极管直接调频电路 变容二极管调频电路是一种常用的直接调频电路，广变容二极管调频电路是一种常用的直接调频电路，广泛应用于移动通信和自动频率微调系统。其优点是工作频泛应用于移动

38、通信和自动频率微调系统。其优点是工作频率高，固有损耗小且线路简单，能获得较大的频偏，其缺率高，固有损耗小且线路简单，能获得较大的频偏，其缺点是中心频率稳定度较低。点是中心频率稳定度较低。 1. 1. 基本工作原理和定量分析基本工作原理和定量分析 变容二极管是利用半导体变容二极管是利用半导体PNPN结的结电容随反向电压变结的结电容随反向电压变化这一特性而制成的一种半导体二极管。它是一种电压控化这一特性而制成的一种半导体二极管。它是一种电压控制可变电抗元件。制可变电抗元件。 结电容结电容CjCj与反向电压与反向电压vRvR存在如下关系：存在如下关系：+DR0jjV1CCv 加到变容管上的反向电压，

39、加到变容管上的反向电压，包括直流偏压包括直流偏压V0V0和调制信号和调制信号电压电压v v(t)=V(t)=Vcoscost t， vR(t)=V0+VvR(t)=V0+Vcoscost tvRvROOOCjCoCjCjo(c)(a)(b)VVott用调制信号控制变容二极管结电容用调制信号控制变容二极管结电容 把受到调制信号控制的变容二极把受到调制信号控制的变容二极管接入载波振荡器的振荡回路，如图管接入载波振荡器的振荡回路，如图8-108-10所示，则振荡频率亦受到调制信所示，则振荡频率亦受到调制信号的控制。适当选择变容二极管的特号的控制。适当选择变容二极管的特性和工作状态，可以使振荡频率的变

40、性和工作状态，可以使振荡频率的变化近似地与调制信号成线性关系。这化近似地与调制信号成线性关系。这样就实现了调频。样就实现了调频。CjL1C1Cc图图8-10 8-10 VCCDL2C1L1CcC+Vva(t)图图8-9 8-9 变容二极管调频电路变容二极管调频电路 在图在图8-98-9中，虚线左边是典型的正中，虚线左边是典型的正弦波振荡器，右边是变容管电路。加到弦波振荡器，右边是变容管电路。加到变容管上的反向偏压为变容管上的反向偏压为vR=VCCvR=VCCV+vV+v(t)=V0+v(t)=V0+v(t)(t) (8-31) (8-31) 式中，式中，V0 = VCCV0 = VCCV V是

41、反向直流偏压。是反向直流偏压。 图中，图中， 是变容管与是变容管与L1C1L1C1回路之间的耦合电容，同时回路之间的耦合电容，同时起到隔直流的作用；起到隔直流的作用；C C为对调制信号的旁路电容；为对调制信号的旁路电容；L2L2是是高频扼流圈，但让调制信号通过。高频扼流圈，但让调制信号通过。cc图中图中 001)cos1 (1)()(CCCtmCCCCtCtCcccc+D(8-32) 经整理可得经整理可得D DC(t)C(t) c0 c0 (m, (m, ) ) (8-33) (8-33) 式中式中P P为变容二极管与振荡回路之间的接入系数，为变容二极管与振荡回路之间的接入系数， m=V/ V

42、D+ V0 m=V/ VD+ V0 为调制深度为调制深度. .2PCjL1C1Cc根据频率稳定度的概念可知，当根据频率稳定度的概念可知，当0 0时时CC21LLCC210DD+DwwD(8-34) 式中式中0 0是未调制时载波角频率；是未调制时载波角频率；C C是调制信号为零时的回路是调制信号为零时的回路 总电容。总电容。将将(8-33)(8-33)代入代入(8-34)(8-34)得得 (t)= K(t)= K0 0(m,(m,)=K)=K0A0+A1cos0A0+A1cost+A2cos2t+A2cos2t+ t+ 或或 f(t)=Kf0A0+A1cosf(t)=Kf0A0+A1cost+A

43、2cos2t+A2cos2t+ t+ = =f0+f0+f1+f1+f2+f2+f3+f3+ (8-35) (8-35)该式说明，瞬时频率的变化中含有以下成份：该式说明，瞬时频率的变化中含有以下成份： 与调制信号成线性关系的成份与调制信号成线性关系的成份f1 f1=KA1f0 = rm8+(1)(2) Kf0 (8-36) 与调制信号各次谐波成线性关系的成份与调制信号各次谐波成线性关系的成份f2、f3 D Df2=KA2f0 = f2=KA2f0 = ( ( 1) Kf01) Kf0 (8-37) (8-37) f3=KA3f0 = (1)(2) Kf0 (8-38) 中心频率相对于未调制时的

44、载波频率产生的偏移为中心频率相对于未调制时的载波频率产生的偏移为 f0=KA0f0 = (1) Kf0 (8-39)8141241412m3m2m2mD Df(t)=f(t)=D Df0+f0+D Df1+f1+D Df2+f2+D Df3+f3+ f1f1是调频时所需要的频偏。是调频时所需要的频偏。f0f0是引起中心频率不是引起中心频率不稳定的一种因素。稳定的一种因素。f2f2和和f3f3是频率调制的非线性失真。是频率调制的非线性失真。由以上各式可知，若选取由以上各式可知，若选取=1=1，则二次、三次非线性失真，则二次、三次非线性失真以及中心频率偏移均可为零。也就是说以及中心频率偏移均可为零

45、。也就是说f f与与v v(t)(t)成线成线性关系。性关系。 需要强调指出，以上讨论的是需要强调指出，以上讨论的是C C相对于回路总电容相对于回路总电容C C很小即小频偏的情况。假设很小即小频偏的情况。假设C C比较大则属于大频比较大则属于大频偏调频。（参见有关文献分析）偏调频。（参见有关文献分析） 2. 变容二极管调频实际电路分析变容二极管调频实际电路分析下面是下面是90MHz90MHz变容管直接调频电路变容管直接调频电路. .电路图如图电路图如图8-118-11所示。所示。 1000pF L2 100 FM 12k 3.3k 47k 1000pF L1 5pF 10pF 1000pF 2

46、0pF 5/10pF 5pF 47mH 22k 56k C1 1000pF 100k v +9V 10pF 20pF 5pF L1 L2 5pF (a)(b)图图8-11 变容管直接调频实例变容管直接调频实例 由振荡器的等效电路可见，这是电容三点式电路，由振荡器的等效电路可见，这是电容三点式电路，变容管部分接入振荡回路，它的固定反偏电压由变容管部分接入振荡回路，它的固定反偏电压由+9V+9V电源电源经电阻经电阻56k56k和和22k22k分压后取得，调制信号分压后取得，调制信号v v经高频扼经高频扼流圈流圈4747H H加至变容管起调频作用。图中各个加至变容管起调频作用。图中各个1000pF1

47、000pF电容电容对高频均呈短路作用，振荡管接成共基极组态。对高频均呈短路作用，振荡管接成共基极组态。 变容二极管调频电路的优点变容二极管调频电路的优点: : 电路简单，工作频率较高，容易获得较大的频偏，在电路简单，工作频率较高，容易获得较大的频偏，在频偏不需很大的情况下，非线性失真可以做得很小。频偏不需很大的情况下，非线性失真可以做得很小。 其缺点是其缺点是: : 变容管的一致性较差，大量生产时会给调试带来某些变容管的一致性较差，大量生产时会给调试带来某些麻烦；另外偏置电压的漂移、温度的变化会引起中心频率麻烦；另外偏置电压的漂移、温度的变化会引起中心频率漂移，因此调频波的载波频率稳定度不高。

48、漂移，因此调频波的载波频率稳定度不高。 8.5 8.5 晶体振荡器直接调频晶体振荡器直接调频 上述的直接调频，主要优点是可获得较大的频偏，但上述的直接调频，主要优点是可获得较大的频偏，但其中心频率稳定较差，影响了它的应用。其中心频率稳定较差，影响了它的应用。 例如例如88-108MHz88-108MHz的调频广播中，各个调频台的中心频的调频广播中，各个调频台的中心频率对稳定度不可超过率对稳定度不可超过2kHz2kHz，否则相邻电台就要发生相互，否则相邻电台就要发生相互干扰。若某台的中心频率为干扰。若某台的中心频率为100MHz100MHz，则该电台的振荡频率，则该电台的振荡频率相对稳定度不应劣

49、于相对稳定度不应劣于2 2 510如何稳定调频波的中心频率呢？如何稳定调频波的中心频率呢？ 通常采用以下三种方法：通常采用以下三种方法： 第一，用晶体振荡器直接调频；第一，用晶体振荡器直接调频； 第二，采用自动频率控制电路；第二，采用自动频率控制电路； 第三，利用锁相环路稳频。第三，利用锁相环路稳频。 这里先讨论第一种方法。这里先讨论第一种方法。C2CjC1CjLACqLqC0LAABBB(a)(b)(c)Cjq图图8-12 晶体直接调频原理图晶体直接调频原理图图图8-12(a)8-12(a)是皮尔斯电路，变容管与石英晶体相串联，是皮尔斯电路，变容管与石英晶体相串联，CjCj受受调制电压调制电

50、压v v的控制，因而石英晶体的等效电感也受到控制，的控制，因而石英晶体的等效电感也受到控制，也即振荡器的振荡频率受到调制电压也即振荡器的振荡频率受到调制电压v v的控制，获得了调的控制，获得了调频波。频波。 石英晶体振荡器的频率稳定度很高，电压参数的变化对振石英晶体振荡器的频率稳定度很高，电压参数的变化对振荡频率的影响是微小的。这就是说，变容管荡频率的影响是微小的。这就是说，变容管CjCj的变化所引的变化所引起调频波的频偏是很小的。这个偏移值不会超出石英晶体起调频波的频偏是很小的。这个偏移值不会超出石英晶体串联、并联两个谐振频率差值的一半。就一般而言，串联、并联两个谐振频率差值的一半。就一般而

51、言，fgfg与与fPfP的差值只有几十至几百赫兹。的差值只有几十至几百赫兹。 为了加大晶体振荡器直接调频电路的频偏，可在图为了加大晶体振荡器直接调频电路的频偏，可在图8-12(a)8-12(a)中的中的ABAB支路内串联一个电感支路内串联一个电感L L，如图，如图8-12(b)8-12(b)所示。所示。L L的串入减小石英晶体静态电容的串入减小石英晶体静态电容C0C0的影响，扩展石英晶体的影响，扩展石英晶体的感性区域，使的感性区域，使fgfg与与fPfP间的差值加大，从而增强了变容管间的差值加大，从而增强了变容管控制频偏的作用，使频偏加大。控制频偏的作用，使频偏加大。 图图8-138-13是中

52、心频率为是中心频率为4.0MHz4.0MHz的晶体调频振荡器的实际电路，的晶体调频振荡器的实际电路， 图图(b)(b)是它的交流等效电路。是它的交流等效电路。50k100VCC1mF调制信号10k470pF20k510300pF68pF50/5pF100kvVDFM出JT 300pF 470pF JT Cj 68p+50/5pF 图图8-13 晶体振荡器直接调频电路图晶体振荡器直接调频电路图 (a)(b) 8.6 8.6 间接调频方法由间接调频方法由PMPMFMFM） 间接调频的频稳度高，广泛地用于广播发射机和电视间接调频的频稳度高，广泛地用于广播发射机和电视伴音发射机中。由前述间接调频的原理

53、图可知，间接调频伴音发射机中。由前述间接调频的原理图可知，间接调频的关键在于如何实现调相。常用的调相方法主要有移相法的关键在于如何实现调相。常用的调相方法主要有移相法调相调相,可变时延调相和矢量合成调相法。可变时延调相和矢量合成调相法。1. 1. 移相法调相移相法调相 将载频信号将载频信号VcosVcos0t0t通过一个相移受调制信号通过一个相移受调制信号v v线性线性 控制的移相网络，即可实现调相，原理框图如图控制的移相网络，即可实现调相，原理框图如图8-148-14所示。所示。 晶体振荡器移相网络 = f(v)调相波v = Vcos(w0t)vVcosw0t图图8-14 移相法调相框图移相

54、法调相框图 图中，图中， = kpv = mpcost v0 = Vcos0t (8-40) 常用的移相网络有多种形式，如常用的移相网络有多种形式，如RCRC移相网络、移相网络、LCLC调谐回调谐回路移相网络等。图路移相网络等。图8-15(a)8-15(a)介绍的是用变容管对介绍的是用变容管对LCLC调谐回路调谐回路作可变移相的一种调相电路，图作可变移相的一种调相电路，图(b)(b)为等效电路。为等效电路。 100k1000pF0.02100k15k 1000pF1000pF+9V调相波Cj调制信号vvc载波R110kL R Cj = f (v) L R1 vc (a) (b) 图图8-15

55、LC回路变容管调相电路回路变容管调相电路 由图可知，这是用调制电压由图可知，这是用调制电压v v控制变容管电容控制变容管电容Cj Cj 的变化，由的变化，由Cj Cj 的变化实现调谐回路对输入载频的变化实现调谐回路对输入载频f0f0的相移，的相移，具体过程为具体过程为 v v Cj Cj f f0 0f(=ff(=ff0)f0) 根据根据LCLC调谐回路的分析，在调谐回路的分析，在v v=0=0时，回路谐振于时，回路谐振于载频载频f0f0，呈纯阻性，回路相移，呈纯阻性，回路相移=0=0；当；当v v00时，回时，回路失谐，呈电感性或电容性，得相移路失谐，呈电感性或电容性，得相移0 0或或0 0

56、，数学关系式为数学关系式为DD01ff2Qtg在在3030时，上式可近似为时，上式可近似为DD (8-42)(8-41) 0ff2QD 单级单级LCLC回路的线性相位变化范围较小，一般在回路的线性相位变化范围较小，一般在3030以下，以下， 为了增大调相系数为了增大调相系数mpmp，可以用多级单调谐回路构成的变容管，可以用多级单调谐回路构成的变容管 调相电路。调相电路。 2000pF47k47k5mF22k2000pF22kCj2000pF22kCTPM波输出LLLCT载波信号输 入调制信号470v+9V3pF1pF1pF5pF (c) (c) 图图8-15 LC8-15 LC回路变容管调相电

57、路回路变容管调相电路 图图8-15(c)8-15(c)是三级单回路构成的移相电路，每个回路是三级单回路构成的移相电路，每个回路的的Q Q值由可变电阻值由可变电阻(22k(22k) )调理，以使每个回路产生相等的调理，以使每个回路产生相等的相移。为了减小各回路之间的相互影响，各回路之间均以相移。为了减小各回路之间的相互影响，各回路之间均以小电容作弱耦合。这样，电路总相移近似等于小电容作弱耦合。这样，电路总相移近似等于3 3个回路的个回路的相移之和。这种电路可在相移之和。这种电路可在9090范围内得到线性调相。如果范围内得到线性调相。如果各级回路之间的耦合电容过大，则该电路就不能看成是各级回路之间

58、的耦合电容过大，则该电路就不能看成是3 3个单回路的串接，而变成三调谐回路的耦合电路了，这时，个单回路的串接，而变成三调谐回路的耦合电路了，这时，即使相移较小也会产生较大的非线性失真。即使相移较小也会产生较大的非线性失真。2. 可变时延法调相可变时延法调相 周期信号在经过一个网络后，如果在时间轴上有所移周期信号在经过一个网络后，如果在时间轴上有所移动，则此信号的相角必然发生变化，时延法调相就是利用动，则此信号的相角必然发生变化，时延法调相就是利用调制信号控制时延大小而实现调相的一种方法，其原理框调制信号控制时延大小而实现调相的一种方法，其原理框图如图图如图8-168-16所示。所示。 晶体振荡

59、器时延网络 = f(v)v = Vcosw0 (t)vVcosw0t图图8-16 8-16 时延调相原理框图时延调相原理框图上图中上图中 =kPv =kpVcost =mpcost (8-43) v =Vcos0(t) =Vcos0tmpcost (8-44) 可变时延法调相系统的最大优点是调制线性好，相位可变时延法调相系统的最大优点是调制线性好，相位偏移大，最大相移可达偏移大，最大相移可达144144，被广泛应用在调频广播发射，被广泛应用在调频广播发射机及激光通信系统中。机及激光通信系统中。将调相波的一般数学表达式展开，并以A0代表V，即得 ap(t)=A0cos0tcosApv(t)-A0

60、sinAPv(t)sin0t 若最大相移很小，如 Apv(t) max f0 图图8-24 相位鉴频器矢量图相位鉴频器矢量图finf0Vab2Vab2 VD2VD1V1290+q 由于鉴频器的输出电压等于两个检波器输出电压之差，由于鉴频器的输出电压等于两个检波器输出电压之差， 而每个检波器的输出电压而每个检波器的输出电压( (峰值或平均值峰值或平均值) )正比于其输入电压正比于其输入电压 的振幅的振幅VD1(VD1(或或VD2)VD2)，所以鉴频器输出电压，所以鉴频器输出电压( (峰值或平均值峰值或平均值) )为为 V0 = VaV0 = Vab b = kd(VD1 = kd(VD1VD2)