电压控制LC振荡器设计20

1、电压控制振荡器摘要本设计是一个功能完善,性能优良的高频VCO(Voltage Control Oscillation。主振器由分立元件组成。电压对频率的控制是通过变容二极管来实现的。即通过改变变容二极管的反向压降,从而改变变容二极管的结电容,继而改变振荡频率。系统的输出频率范围-以上。设计以单片机为控制核心,实现频率和电压为10MHz40MHz。频率稳定度在103值的实时测量及显示并控制频率步进,步进有粗调和细调的功能。粗调可实现较大步进值调节,是调可实现较小步进值调节。该功能使得频率的准确定位十分方便。本电路在调频部分为提高输出频率精度,采用单片机控制主振器参数,根据产生不同的频率范围控制不

2、同的主振器参数而达到提高精度和稳定度的目的。为了高频信号的良好传输,本设计的部分电路板采用了人工刻板使得本设计更加特色鲜明,性能优良。关键字:VCO 单片机变容二极管 A/D574AbstractThis design is a high frequency VCO with comprehensive and perfect function. The main vibrator is made up of several separable components. Voltage control on the frequency is realized by way of varicap

3、diode. That, changing the reverse voltage of diode can adjust the frequency. The frequency of the apparatus can output-.This design uses from 10MHz to 40MHz, and its frequency stability can reach 103a single-chip as control core to measure and display the frequency and voltage and regulate frequency

4、. The frequency adjustment includes two procedures -approximate adjusting and slight adjusting, The slight adjusting can realize the precise frequency output. In order to change the precision of frequency to output, the circuit control the main vibrator with a single-chip. In order go gain what we t

5、o. we can change the different parameters of the main vibrator. In addition, Some part of the design wield arterial pattern plate. It nape the circuit mare perfect.Key words: VCO MCU DIODE A/D574一、方案论证与比较根据题目要求,提出以下三种方案加以论证比较。所示方案一:系统框图如图(1 主振器采用电感三点式振荡器,该方案的主振器是一个比较实用的电路,结构简单,控制容易实现。但经分析,此方案有以下不足:(

6、1可调范围不明显,原因是晶体振荡器的固定频率所造成;(2买到的变容二极管变容比只有6,达不到设计要求(3主振器的选频网络由L,C并联而成,而对于手动调节C或L有一定宽度的变化,但幅度变化不明显。频率步进由DAC控制,步进不稳定。而且电感三点式产生的波形不理想,谐波分量幅度很大。而且稳定度达不到要求。方案二:系统框图如下所示电容三功放点式VCOA/D键盘MCUPLL显示图(2电容三点式框图本方案的主振器采用电容三点式,频率调节和步进采用锁相环来实现,电容三点式主振器改善了输出波形和减小了谐波分量。锁相环使频率跟随加快,频率稳定度提高,步进容易实现。但是电容三点式主振器在调频时不方便,而且可调范围

7、不大。方案三:系统框图如下所示VCO功放A/DPLLMCU显示键盘图(3系统框图方案三采用了锁相环控制步进和频率稳定度。锁相环使频率跟随加快,频率稳定度提高,步进容易实现。而且能实现粗调和细调功能。主振器采用前级振荡,后级利用谐振缓冲。此主振器产生波形良好,调节范围很大,能达到题目要求。经综合比较,选用方案三二、系统原理分析与论证2.1 系统组成系统框图如图(3所示VCO为本系统的主振器,产生高频信号,输出信号经A/D转换,通过单片机处理后送到显示模块进行显示,信号同时送功放模块对信号进行功率放大以驱动更大的后级负载。通过单片机控制PLL实现频率步进和提高系统的频率稳定度。系统各部分模块具体设

8、计如下。2.2 VCO的设计免调节VCO从概念上讲非常简单。只要振荡器具有足够宽裕的调谐范围来消除所有的误差源,比如元件容差所引起的频率偏移,振荡频率的调整就可以省去。初看起来,这项 任务非常简单明了,只需提供足够的调谐范围来覆盖所有的误差源即可。然而,对于一个给定的调谐电压范围,有限的可变电容量限制了频率调谐范围,而且VCO 的电性能要求往往进一步将调谐范围限制在更窄的区间内。另外,过大的调谐范围还会给振荡器带来一些负面影响。很宽的调谐范围要求压变电容至槽路间有很重的容性耦合,这会给滤波器设计带来很大的困难。分立元件VCO 能够提供足够的自由度来满足大多数系统的性能要求,如图(4所示Colp

9、itts(科皮兹系共集电极电路。该结构可用于很宽的工作频率范围,从中频直到射频。(图4:Colpitts 共集电极电路 (图5:并联模式网络一个灵活、廉价、有足够高性能的VCO 可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管组成的电感-电容(LC 谐振槽路组成。振荡器槽路是一个并联谐振电路。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式实现可变谐振。并联模式网络(图5可用于较低频率,因为大值压变电容难以实现而电感可以做得比较大。并联模式配置还便于对振荡器做直观地分析。对于Colpitts 振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析,并得到一组更清晰、更直观的设计方程,有助于一阶振荡器的设计。首

10、先,Colpitts 振荡器可重画为一个带有正反馈的LC 放大器(图6。这个视点易于计算环路增益、振荡幅度和相位噪声。为了描述启动过程的振荡频率,最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构(图7。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组Colpitts 振荡器的设计方程不考虑分布参数,并假定CC >>C1和C2,并有C1>C(C为三极管基-射结电容。振荡频率可按下式计算:f 0=1/(2(L*CT, CT=CV+C12(1C V =(CVAR*C/(CVAR+C, C12=(C1*C2/(C1+C2- 谐振电路的品质因数(QT可按下式计算:Q V 1/(2*CV*RS*F

11、, RQC=QV2*RS(2Q T REQ/(2*L*F, REQ=RQLRQC- 振荡幅度可按下式估算:- V0=2*IQ*REQ*(J1(/J(, V=IQ*REQ*1.4 (3- 环路增益和起振条件按下式计算:- 环路增益=gm *REQ*1/n, 当n=(C1+C2/C2(4- 起振条件: gm /(2*C1*f(2*C2*f>>(REQ/QT2 (5 (图7:映像放大器模型 (图6:LC放大器模型R1 1K C1100PR233KR315KR4470C227PC327PR6C41000PK L2CDV39018V49018R539JKR7100C7102L2L3C539P

12、C61000PFVCOV29014V19014.C9102C8105Vout VinGND123+12VR9470R8470KKT1C10100PC1139PAB DCPDOABCDL1KT27805U1EE上述公式中:Co为压变电容耦合电容:CT为总谐振电容;CVAR为压变电容;fm为以Hz为单位的相位噪声频偏;fo为振荡频率;gm为双极晶体管跨导;in为集电结散粒噪声;IQ为振荡晶体管偏流;QL 为电感Q;QT等于谐振电路Q;QV等效压变电容Q;REQ为谐振电路等效并联电阻;RS 为压变电容串联电阻;VO为谐振电压均方根值。较宽的调谐范围可通过两个容易理解的途径增大振荡器的相位噪声:降低谐

13、振电路Q 值和调谐线噪声的影响。要获得更宽的调谐范围,压变电容必须通过一个更大的电容耦合到谐振电路。这会降低CV(等效可变电容的Q值,如方程(2所示。CV的Q值降低同时使谐振电路净Q值也降低,因而导致相位噪声增加,如方程(6所示。致使相位噪声增加的第二个因素是调谐输入端的热噪声,它会产生频率调制的边带噪声。该项噪声随着调谐范围而增加,并有可能超过振荡器的固有相位噪声。由热噪声引起的相位噪声可由下式计算:PN=201og2*KV *Vn/(2*fm (7Kv=VCO增益(Hz/V,Vn=噪声密度(V/(Hz显然,两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要使免调节VCO保持较低的相位噪声

14、,至关重要的是设定一个恰当的调谐范围,保证带宽要求并能容纳各种可预见的误差源。如上所述并根据题目要求设计电路如下:(图8:VCO主振荡器V3为振荡管,接成共基组态,以达到良好的频率响应。C1为基极耦合电容。V3的静态工作点由R2、R3、R4所决定。V1,V2为驱动控制继电器所用,即改变参数控制所用。C2、C3为反馈电容。回路的谐振频率由CD、C1、C10、L1、C11、决定。PD0控制CD 的电压从而改变f。当PD0在0V12V变化时f可在10MHZ40MHZ之间变化。该振荡电路起振频率极宽。经论证当采用高频管时,改变谐振环路,振荡频率可达几GHZ,在本电路中只要是ft>200MHz,电

15、压放大倍数大于80的低压管都可使用。用3DG130C、2N3904、3DG6等代换都可。该振荡级电源采用稳压块供电,确保主频和调制的稳定性。V1的集电极电流大约在6mA。V4为缓冲级。R5、R6为V4的偏置电阻,C7为高频通路电容,它能增加V4的高频增益。C13、L3为本级的谐振回路,谐振回路的电感参数我们也设计成可变的,以在不同24MHz谐振点17MHz。的频段产生不同的谐振点。本方案设计了两个频段分别为10MHz24MHz40MHz ,谐振点为32MHz。如图所示A、B,C、D分别为电容,电感可变参数连接点。(2V1的静态工作点的确定 小功率振荡器的静态工作电流I CQ一般为14mA。I

16、CQ偏大,能使振荡幅度增加,但波形失真加重,频率稳定性变差。我们选取I CQ=2mA本设计选取偏置电阻R4=15K、R5=33K、R6=470,所以可得静态工作点为:I CQ=2mA(2变容二极管参数及选取变容二极管是本设计的核心元件,我们正是利用二极管的压容特型来实现压频调节的。二极管的特性参数如下所示: 变容二极管特性曲线 变容二极管的特性曲线如图(9所示。变容二极管的性能参数及Q 点处的频率可以通过特性曲线估测。其结电容与外加电压关系为: 图(9变容二极管的特性曲线式中:C j _变容二极管的结电容;C j0 _变容二极管零偏压时的结电容;U D _变容二极管PN 结内建电位差(硅管U

17、D =0.7v,锗管U D =0.3v ; _电容变化指数,由变容二极管型号决定;u _变容二极管两面端电压 变容二极管是主振器的核心元件,通过计算。我们选取了1SV55 型号的变容二极管。2.3 PLL 的设计频率稳定度是指在一定时间间隔内,频率源的频率准确度的变化,所以实际上是频率不稳定度,他表征频率源维持其工作于恒定频率上的工作能力。各种频率源的频率值由于受内外因素的影响,总是在不断地变化着。为了提高频率的稳定度我们设计了PLL 以提高电路性能。PLL 与系统构架框图如下:-=u u cc d j j 1Vco10MHz40MHz4046显示驱动显示隔离放大4059倍频四分频MCU控制功

18、率放大器406010K10K100K基准FVCOPDO图(10:PLL 与系统构架框图图示虚线框为锁相环路。它与主振荡器的接口有两个。一是FVCO ,该信号的频率就是压控振荡器(VCO 的频率,另一是误差纠正电压PDO 。FVCO 信号经过74HCT74四分频后,再经过CD4059N 分频,输出10KHz 的信号作为鉴相器CD4046的一路输入信号。CD4046对两路输入信号进行比较,当两者频率不相同时,CD4046会输出一个误差电压纠正VCO 的频率,直到它的两路输入信号频率相等时,PDO 呈高阻态。此时环路称为锁定状态,锁相环路实际上是频率反馈电路。(f/4N=ft/10,f=N*ft/2

19、.5 ft 为给4046提供基准比较频率。输出频率经倍频fo=2*N*ft/2.5后给功率放大器。由此可见,输出频率的稳定度与ft 相当,当ft 为100KHz 时,由于N 为自然数,所以输出的步进频率为0.1MHz ,当N 的范围在250到1000变化时,则输出频率可在10MHz 到40MHz 之间变化。在10MHz 24MHz 之间谐振点为17MHz ,在24MHz 40MHz 之间谐振点为32MHz 。四块4511为7段数码管的BCD 译码驱动器,当环路锁定时数码管所显示的数字即为压控振荡器的输出频率,他最后和单片机的采集频率进行比较来得出输出频率是否稳定很准确。 此模块主要是控制CD4

20、059的分频系数N 。通过锁相环CD4046处理输出电压来达到控制输出频率FVCO 目的。此模块实现方便,电路简洁。本部分还可实现输出频率步进的粗调上升、粗调下降和细调上升、细调下降的步进方式,为频率值的准确调节带来方便。图(11是锁相环电路与频率设置和显示电路。FVCO 经V2放大整形后经C7进入分频器74HC74,触发器74HC74的工作频率较高。标称最高可工作在60MHz ,把它接成分频器的模式也很简单,在本电路中工作在40MHz 已绰绰有余。CD4060时钟发生器,CD4046鉴相器,CD4059N 分频器,构成整个锁相环路系统,CD4059为N 分频器,它有多种工作模式可供选择。在电

21、路中他工作在模式10,BCD 计数的模式。下面举个例子:要在锁定时发射频率是15MHz 。根据上面所讲,CD4059的分频器系数N 应该为375。在*1000位置0,即D4、C4、B4、A4都断开;在*100位,C3、D3断开,B3、A3接+5V ;在*10位,D2断开,C2、B2、A2接+5V ;在*1位,D1、B1断开,C1、A1接+5V 。此频率设置过程均由单片机控制,当环路锁定时LED 点亮指示,锁定时间不超过2秒。图(11:锁相环电路2.4 高频功率放大器的设计我们利用选频网络作为负载回路的功率放大器。此种放大器电流导通角愈小,放大的效率愈高。甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较

22、小的末级功率放大器。丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。本设计把这两种放大器相结合,以提高本设计的性能和精度。2.4.1 丙类功率放大器丙类功率放大器的基极偏置电压是利用发射极电流的直流分量在射极电阻上产生的压CIN 11COUT 9COUT 10RST12Q47Q55Q64Q76Q814Q913Q1015Q121Q132Q143U54060AIN 14BIN 3VCIN 9INH 5CA 6CB 7R111R212PCP 1PC12PC213VCOUT4SF 10Z E N15U64046J819J918J720J1017J621J1116J522J1215J46

23、J1310J35J149J24J158J13J167Ka 14E L2Kb 13Kc 11CP1O 23U74059Y2CRYST AL R3R4C3C4VCCC5C6R5PDOP1VCCCL K3D 2S D4C D1Q5Q6U8A74HC74CL K 11D 12S D10C D13Q 9Q8U8B74HC74VCCVCCR6R7C7C8V2VCCFVCOR8R9D1L E DC9V1VCCP0L E D1L E D2L E D3L E D4降来提供的,故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号为正弦波时,则集电极的输出电流为余弦脉冲波。利用谐振回路的选频作用可输出基波谐振电压、电流。如图(1

24、2所示了丙类功率放大器的基极与集电极间的电流电压波形关系。分析可得下列基本关系式子:U C1M =I C1M R 0U C1M 为集电极输出的谐振电压即基波电压振幅; I C1M 为集电极基波电流的振幅; R 0为集电极谐振回路的电阻 P C 为集电极输出功率。 P D =U CC +I C0P D 为 U CC 供给的直流功率;I C0 集电极电流脉冲i c 的分量丙类功率放大器的基极与集电极间的电流电压波形关系如图(12所示。图(12:电流电压波形图2.4.2 甲类功率放大器甲类功率放大器的输出负载由丙类功放的输入阻抗决定,两级间通过变压器进行耦合,因此甲类功放的交流输出功率P 0可表示为

25、:PH'为输出负载上的实际功率; B为变压器的传输效率。R U R I I U p mc m c m c m c c 0=BH PP'=(P U U R cescc 0202-=i coABoi c u c c AB CC ACU cco谐振功放的负载性2.4.3 功率增益与电压放大器不同的是,功率放大器应有一定的功率增益,对于图(14 所示电路,甲类功率放大器不仅要为下一级丙类功放提供一定的激励功率,而且还要将前级输入的信号,进行功率放大,功率增益A P 的表达式为:其中P I 为放大器的输入功率。2.4.4 负载特性因为当功率放大器的电源电压,基极偏置电压,输入电压(或称激

26、励电压确定后,如果电流导通角选定,则放大器的工作状态只取决于集电极回路的等效负载电阻。谐振功率放大器的交流负载特性如图(13所示。由图(13可见,当交流负载线正好穿过静态特性曲线的转折点时,管子的集电极电压正好等于管子的饱和压降,集电极电流脉冲接近最大值,此时集电极输出的功率和效率都比较高,此时放大器处于临界工作状态。所对应的值称为最佳负载电阻值,用R 0表示:图(13:谐振功放负载特性当放大器处于欠压工作状态,如C 点所示集电极输出电流虽然比较大,但集电极电压比较小,因此输出功率和效率都比较小。此时,放大器处于过压工作状态。集电极电压虽然比较大,但集电极电流波形凹陷,因此输出功率比较低,但效

27、率比较高。为了兼顾输出功率和效率的要求,谐振功率放大器通常选择在临界工作状态。本设计选择晶体管3DG12和3DA1。3DG12的主要参数为P CM =700Mw ,I CM =300MA ,U CES 0.6V ,h fe 30,ft 150MHZ ,A P 6dB 。晶体管3DA1的主要参数为P CM =1W ,I CM =750MA ,PP A IP=(P U U R ces cc 0202-=U CES 1.5,h fe 10,ft=70MHZ,A P 13dB丙类放大器工作状态I C0=I C1M /0(70度=3.5 mAI CM = I C1M /0(70度=14 mA得集电极电流

28、脉冲的最大值Icm 及其直流分量Ico ,即 电源供给的直流功率P D =U CC *I CO =42mW 集电极的耗散功率Pc =P D -P 0=12 mW 放大器的转换效率=P 0/P D =71%<1> 计算谐振回路及偶合回路的参数丙类功放的输入输出偶合回路均为高频变压器偶合方式,其输入阻抗Zi 可由式Zi = 86由式N 3/N 1= R L /R 0得输出变压器线圈匝数比为0.67 取N 3=2,N 1=3集电极并联谐振回路的电容C=100pF ,由式L=2.53*10000/(f 0MHZ ²CPF H得回路电感为10H 。注:变压器的匝数N 1,N 2,N

29、 3的计算只能作为参考值,因为高频电路在工作时受分布参数影响,与设计值有一定的差异。为了调整方便,采用磁芯位置可调节的变压器。甲类功率放大器性能参数由丙类功率放大器的计算结果可得甲类功放的输出功率P H 应等于丙类功放的输入功率Pi ,输出负载R H 应等于丙类功放的输入阻抗Zi 。设计变压器效率为0.8。集电极输出功率P C =P H /=31mW由式U CM =U CC -I CQ *R E1-U CES 得R E1=357 由式N1/N2=B R H /R H =3 取N2=2,则N1=6 。 本级功放采用3DG12晶体管。设计原理图如下前级为甲类功放,后级为丙类功放R U R I I

30、U p mc m c m c m c c 02102111212121=12V R520R621R23KR4360R110KR35L20470uH L1047uH T1V1V2C 11C 10C 21C E2C E1C8T2图(14高频功率放大器2.5 单片机系统的设计单片机所要完成的任务就是频率、电压值的测量和显示。频率的步进和主振器参数的档位控制。单片机硬件框图如图(15:电压控制首先要有A/D转换,把模拟量转换成数字量以便于单片机处理。ADC采用AD574进行电压采样,AD574是12位A/D转换芯片其特点为:有内部参考电压和时钟电路;全8位和16位微处理器接口;250ns总线取数时间,

31、能满足一般微处理器的时序要求;高转换速率,用12位时25s用8位时16s;在-55摄氏度到+125摄氏度满足线性要求。在恶劣环境下亦能稳定工作。能满足本设计要求。但在本系统中有高频噪声影响,使输出代码不稳定。考虑到这一点,我们采取了加保持器电路以抗干扰。结果表明效果十分显著。显示部分用7段显示译码器进行显示,频率部分用四位显示,电压部分用两位显示,可以达到题目要求的显示精度。分频模块的硬件可参照锁相环模块的电路原理图,即图(11。电压显示89S52 AD574频率显示采样保持控制4059分频系数分频电压输入频率输入图(15单片机硬件框图2.5.2 单片机软件系统的设计本设计软件分为电压测量显示

32、,频率测量显示,步进控制三部分。频率的测量主要是以计数的方法来实现。VCO 输出经分频后送单片机T1计数器进行计数。为了减小计数误差,在软件处理方面采取了最优化的误差处理,使频率测量达到了很高的精度。本部分软件设计外接硬件少,外部干扰很少,符合本系统的整体要求。软件流程图如图(16所示:图(16:软件流程图三、参数测试3.1 测试参数说明3.1.1 主振频率LC 振荡器的输出频率称为主振频率或载波频率。用数字频率计测量回路的谐振频率,电压测试显示流程图初始化启动A/D 转换转换是否结取12位A/D 转换值数据处理延时显示返回N初始化定时、计数器开中断50ms 中断等待调显示读T计数脉冲1秒闸门

33、定时1秒到否关闸门T停止计数数据处理显示等待返回频率测量流程图NY高频电压表测量谐振电压,示波器监测振荡波形。测试点如图中各点所示,即C 点测电压,E 点测波形。A 点测频率。由于数字频率计的输入阻抗较低,所以要接入电容,一般取等于几十皮法。3.1.2 频率稳定度3.1.3 调制灵敏度单位调制电压所引起的频偏称为调制灵敏度,以S F 表示,单位为kHz/v ,即式中的频率变化量,由于变容二极管部分接入谐振回路,则引起回路总电压的变化量为频偏较小时,与的关系可采用下面近似公式,即调制灵敏度可以由变容二极管特性曲线上处的斜率及式计算。越大,调制信号的控制作用越强,产生的频偏越大。3.1.4 输出功率高频功率放大器的输出功率是指放大器的负载R L 上得到最大不失真功率。对于本设计由于负载R L 与丙类功率放大器的谐振回路之间采用变压器耦合方式,实现了阻抗匹配,则集电极回路的谐振阻抗R0上的功率等于负载R L 上的功率,所以将集电极的输出功率视为高频功率放大器的输出功率。测试:高频信号发生器提供激励信号电压与谐振频率,示波器监视波形失真,直流毫安表测试集电极直流电压,高平电压表测量负载R L 的端的电压。只有在集电极回路处于USmff=谐振状态时才能