降低平面电感器损耗的结构

1、降低平面电感器损耗的结构摘要：假设磁芯无限电阻率是在导体宽度的函数条件下，用有限差分法分析嵌有磁芯的矩形导体之交流电阻。用磁陛材料填充这种夹层结构中的空隙，证明可有效降低宽高比大的导体之RacRdc比。然而当计八铁损且其超过铜损之时，在磁路中设置气隙被证明是一种折衷损耗的满意方法，即Q因子可提高，但以增加铜损和降低电感为代价，按照这种方法，研制一个采用NiZn铁氧体的平而电感，它可用来作儿瓦的dc-dc变换器储能电感器 文中还提出了一种降低磁芯涡流损耗的新概念。关键词：磁芯无限电阻率 dc-dc变换器 铜损1 引言    磁性功率器件小型化是减小开关电源尺寸的关键

2、所在 对器件小型化引出的问题是在高频工作时，磁性捌料和导体的损耗增大。与普通的器件相比，在采用小型铁芯或平面铁芯的器件中，导体与磁性材料接触更紧密，因此，导体中的电流分布受磁性材料强烈影响而引起异常铜损或大的RacRdc比。在这些研究中，铁芯的几何结构由传统结构发展而来。对夹层结构平面电感器其构成包括一对磁基片和一个纯平面线圈，如导体采用没有重叠的盘绕线罔则适于用光刻制造。虽然螺旋线圈产生单一的偶极磁场，但是本研究中采用的平面线罔可产生恰当定位的磁场。因线圈中的某种周期性，这些磁场仅分布于线圈平面周同。电磁场被限制在夹层结构内，因而实际上不会对电子设备中的其他低能级元件产生电磁干扰fEMI)。

3、    首先，我们将对嵌有一双磁基片的单个矩形导体中的电流分布进行数值分析，以此作为 解这种导体交流电阻的基础。其次，计算电感器的电感和交流电阻，在这种电感器中，盘状线圈嵌入到一对磁片中的一个磁基片，并为另一基片所覆盖，在两个基片间留出一定气隙。我们将阐述气隙对铜损与铁损折衷办法以及电感值的控制。第三，讨论用NiZn铁氧体和一个嵌入式盘绕线圈制成的电感器的特性。最后将描述一种“网孔 线圈，利用这种线圈，可以减少磁芯中的涡流损耗。2 电流分布与交流电阻    了解各种基本情况下单个矩形导体中的电流分布是理解这种导体交流电阻的基础。因而

4、针对图1所示的三种情况，用有限差分法(FEM)对这些矩形导体中的电流密度进行2D 分析。在状态(a)，仅示出一个导体，其切面尺寸为：高(趋肤深度)，宽W=105。在状态(b)，相同的导体被嵌八在一对磁基片中，且在状态(c)，(b)中的两个气隙用另一磁性材料填充，其导磁率为 。假定是无损耗磁芯，并给其对称平面施加满足时的矢量电势A这一边界条件，以及给模拟无穷远的外边界施加一个边界条件A=0，这样，对四分之一的区域(右上)进行分析对状态(a)和(b)，经分析得到的电流密度幅度(非瞬时值)示于图2。图中，对幅度进行了归一化，以便相同数量的直流电流密度可以归一。显然，大的电流密度出现在边缘上。正如对变

5、压器磁化电流进行的FEM 分析所指出的那样 而且，这一现象因磁芯而加强 这可以通过引人一维求解的镜像电流来解释，或者根据在导体中某部分流动的电流特性来解释。在导体中，电流遛遇较小的阻抗或耦合磁通。阿3针对i科I不同宽度绘出了RacRdc对铁芯导磁率的关系曲线。应该注意，仅当时， 这些RacRdc 比才增至它们最大值（w/2)的一半。图4示出了以磁性材料填充导体两侧空隙所造成的影响，图中，填充制料的导磁率从l变化至1000。RacRdc比随增加而增加。值得注意的一点是，超出=100，这一比值进一步变小，这时，导体被相同的磁性材料包围。用磁性材料填充空隙可能并不是一种研制变压器的有用方法，然而，在

6、加宽导体取得大的电流容量与低的RacRdc比这二者存在的兼容性问题 通过填充空隙可获很大程度的改善，如图5所示。这对研制电感器是重要的。如果有人试图用宽的矩形导体增加电流容量，那么必须记住，RacRdc比是磁路连续性的敏感函数。3 导体嵌人式平面电感器    将导体深深埋人磁芯之中，是减小高频磁场影响铜损的一种好方法，但是在研制功率电感器的简单方案中仍存在几个问题。它们是：电感直接取决于导磁率，大电流会使磁芯饱和。而且更重要的是，磁通大幅度变化会引起大的铁损。当然，具有线性B-H 特性可控导磁率及高电阻率的某种磁性材料可能是解决这些问题的办法，但根据现阶段材料的研

7、究，必须寻找一种实用的解决办法来取代 我们采取的办法是，将导体嵌人一对磁基片之一个之中然后将另外一个磁基片覆盖其上，在两基片间留有气隙 这种电感器的截面示于图6，假定其采用盘绕线圈见图l4(b)。这种嵌入式平面电感器中的气隙所起的作用类似于普通电感器中的气隙，但更加显著。可用该气隙来控制电感值并且对铜损与铁损二者进行调节。在此要指出的重点是，气隙尺寸量级变化。除此之外，嵌人式平面电感器不会因气隙二维分布而引起热点，这不同于具有集总气隙的普通电感器。    假定采用盘绕线圈的无耗磁芯，我们用FDM 对图6所示的电感器进行数值分析。图7示出了盘绕线圈的主要部分及其有关

8、电流与磁通。如果我们采用如网所示的周期性，那么仅分析导体的一个部分就足够了， 而且边界条件与前一节所用的完全相同。以电感和RacRdc比作为间隙高度hg的函数计算出来的结果示于图8。在这种情况下，采用了一组特殊的参数(铜导体，宽度：，高度：，线和间隔：2002000， 导磁率：；同时定性关系可以扩展到具有类似参数的其他电感器。尽管因磁通密度减小而导致RaeRdc比从间隙高度6处开始减小，但电感和Rac/Rdc比相对于间隙高度而表现出来的特性是相反的，如图8所示。还针对导体电流为lA，间隙高度为7.5(这一尺寸与下节描述的制造条件相一致)这些条件分析了这类电感器的磁通密度。对重直分量(峰值)的分

9、析结果示于图9。此时，X轴位于下基片(见图6)表面，其原点在嵌人导体的中心。可见，在相邻导体之间丽非导体附近，磁通密度的分布是十分均匀的。在激励电流给定的情况下，该电感器的磁通密度电感成正比。磁性材料的铁损可近似表达为K(bm)n，式中bm 是磁通密度的幅度，n(n1.602.0)和K 是常数。所以，可以理解，增加间隙高度可以减少铁损，当然，这要以增大铜损为代价，如图8所示。4 实验性平面电感器    用NiZn铁氧体基片制作了前节所述的平面电感器。首先用金刚石锯片将厚度为2ram 的大电阻率NiZn 铁氧体基片进行机械开槽，然后在基片上喷镀铜，以填充这些槽子；最

10、后将表面抛光，并用激光切除导体不需要的连接部分，而形成具有三个发夹形(构成图7中的六个平行的导体)的盘绕线圈图形。图8中粗线表示的邻接表面，二者都被抛光形成镜面 导体的尺寸约为宽210，深25。盘绕线圈的面积为1.17×1.12cm2 ，线和间隔比约为0.211.99。通过在磁基片间插人一聚酰亚胺薄膜(uPILEXR)，引入了7.5 的气隙。在本研究中，使用了两种NiZn铁氧体，#1铁氧体在频率为IMHz时具有高的相对导磁率 =1650。#2铁氧体在频率为IMHz具有低的相对导磁率=210。嵌入导体的总长度约8.4cm。     如此制作出的电

11、感器，在小信号情况下用HP4194A型阻抗分析仪测量其特性，在大信号情况下用如图10所示的一种简单方法测量，图中，电压V1和V2 的相位和幅度用具有8位分辨率的数字示波器溯量。 #2电感器的小信号特性示于图11，分别对应于无间隙的和间隙高度为7.5 的两种情况。从图1 1（a）可知，无闻隙电感器的电感在1MHz时为8.4，与单独的盘绕线圈的50nH相比，增加了163倍。在引入间隙(7.5)后，因铁损减少(在1.5MHz时Qmax =69)，Q 因子和中心频率变换到较高的值。用2MHz激励，以前一节描述的参数进行数值计算。得到的电感为43.3m，RacRdc 比为1.49。据此，通过乘以0.08

12、443.4，得到3.6 。这一值与从图11(b)中得到的电感读数3. 10之间的偏差较小，可以接受。     采用串联等效电感和电阻，根据V 1和V2 的波形计算得到的相对于激励电流的大信号特性示于图12。在这种情况下，在IMHz 频率上测试#1 电感器(hg=7.5 )， 在2MHz频率上测试#2电感器。与#1电感器相比，#2电感器损耗较小，但随着频率增加，其Q 因子的减小比例大。这是#2铁氧体T1较大的直接反映。图13示出了在直流电流叠加情况下的那些特性，图中激励电流保持在从该图可知它对直流电流的依赖关系。由V 1和V2 波形测量而得的阻抗略小，用H

13、P4194A(示波器电平=0.1V)测得L3=3.1，而用这种简单方法测得L=2.6 ，二者测量频率都为2MHz，这可能是由于相位角测量的分辨率低和波形失真造成的。由于这一原因，在此测量中，Q因子可能稍有降低。假定磁通密度在盘绕线圈的有效面积(s)上均匀分布，则可估算磁通密度。对于并令S=线圈长度(8.4cm)×0.2cm(沿导体方向的磁通分布有效宽度)=1.68cm2 ，可得均方根值B=92(G)。5 磁芯涡流剖析    本节捕述一种产生激励的新概念，用它能够减少宏观涡流损耗。金属磁芯中的涡流损耗随磁芯的磁特性改进而改善。以激励线圈的几何结构为着眼点，

14、也可以解决涡流损耗问题。其基本思想是，用一专门设计的平面线圈切断磁芯中的宏观涡流路径，以便涡流可以承受更高的电阻并流过更远的路径。图14(a)示出了一种新型平面线圈的形状(网格线圈)。图14(b)示出的是一种盘绕线圈形状，已用于平面电感器。磁芯中涡流路径示于图I5。图中，针对两种线圈画出了平面内涡流和沿a-a 线的截面涡流 网格线圈中的涡流路径画得更加精细。假定集总参数电路有磁芯中的涡流，那么，对于平面的分量，涡流损耗之比由近似给出，而对于截面分量，由给出式中，a是盘绕线圈的相邻导体间的间距(因此为网格单元的边长)。是磁芯的趋肤深度。尽管网格线圈的导体长度比盘绕线圈长倍，但是网格线圈的交流电阻并不比盘绕线圈大倍。原因在于接近网格线圈消隐点的导体承受较弱的磁场，因为在这些点附近，磁化磁场相互对消 在预计磁芯涡流损耗大于铜损的情况下， 网格线圈可以本质上减少总的损耗 在用钻基非晶磁芯进行的初步试验中，借助网格线圈取得了更好的频率特性。6 总结    我们讨论了磁基导体磁