蓄电池充放电管理系统电力电子

1、蓄电池充放电管理系统摘要：本系统以双向半桥变换器为核心，可模拟蓄电池的充放电管理，实现能量的双向传输，使用Infineon16位单片机XE162为控制核心，实现了额定工作状态下双向输出电流稳定在±3A，同时根据蓄电池电压的不同，实现对蓄电池的浮充和特定的充放电曲线。实验结果表明：在蓄电池电压E维持在15V时，直流母线电压Ubus在较宽范围内变化时，能够以恒定电流I1=0.05A向蓄电池进行浮充，误差小于20%；在蓄电池电压E维持在9V时，直流母线电压Ubus在较宽范围内变化时，能够实现要求的充放电曲线，误差小于10%，系统额定充电效率达到90.05%，此外，系统还具有过压（Ubus2

2、8V）保护与欠压（放电模式时E7V）保护，以及自动恢复功能，和具有两侧电压、充放电电流的显示功能。关键词：双向半桥变换器 PI闭环控制 电流电压测量一、 方案论证1.1 双向DC/DC变换器方案一：双向Buck/Boost变换器Boost-Buck图1 Buck/Boost变换器当Buck/Boost变换器正向工作时，此时开关管S1工作，S2截止，若S1处于导通状态，电池组和输出电容C2分别对电感L和负载供电，若S1处于关断状态，二极管D2正向偏置导通，电感L对输出电容C2和负载供电，因此可以通过改变S1的占空比来调整变换器的输出电压U2，当Buck/Boost变换器反向工作时，此时开关管S1

3、截止，经过一个固定的死区时间后，开关管S2开始工作，能量反向流动，实现对电池组的充电，通过改变S2的占空比可以控制充电电流，使其限制在最大反向电流。若S2导通时，电容C1对电池组充电，能量存储在电感L中，当S2关断时，二极管D1正向偏置导通，电感L对电池组和电容C1充电。方案二：双向半桥变换器Buck/Boost图2 双向半桥变换器双向半桥变换器正向工作时，开关管S1开始工作，S2截止，此时电路为Boost升压变换电路，反向工作时，开关管S2开始工作，S1截止，此时电路为Buck降压变换电路。方案三：双向Cuk变换器图3双向Cuk变换器当双向Cuk变换器正向工作时，S1开关工作，S2截止，Cu

4、k变换器中的电容C3的容量要求很大，变换器稳态工作时，C3的电压基本保持不变，S1导通时，电池组向电感L1充电，电容C3经负载和电感L2放电，当S1关断时，电池组和电感L1向电容C3充电，电感L2可为负载供电。当反向工作时，开关管S1截止，S2工作，当S2导通时，负载向电感L2充电，电容C3经电池组和电感L放电，当S2关断时，负载和电感L2向电容C3充电，电感L1向电池组供电。综上所述，双向Buck/Boost变换器和双向半桥变换器利用电感传递能量，与双向Cuk变换器相比可以节省一个大容量高额定电压的传递电容，另外，双向半桥变换器的开关元件和二极管的电压应力和电流应力最小，在相同条件下，它可以

5、选择电压额定值较小的器件，另外该变换器的有源元器件的导通损耗最小，较其他变换器的效率更高，所以我们选择方案二。1.2 总体方案描述图4 总体方案系统采用英飞凌公司 16 位单片机 XE162作为核心控制器，为了实现蓄电池电压E=9V时，24VUbus26V时，能够以I1=0.05A向蓄电池进行浮充，在E=9V，22VUbus24V时，能够实现图5所示的充放电曲线,在额定工作状态下（E=12V，Ubus=24V），系统能够双向输出电流（I1=±3A），利用XE162内部的集成10 位ADC 采样蓄电池电压E，直流母线电压Ubus，两侧电流I1和I2。,根据采样得到的蓄电池电压E的不同，

6、系统采用不同的 PI 算法策略计算得到两个开关管的工作状态和开关管的占空比，再利用单片机内部的CCU60（PWM 生成单元）产生驱动信号，送入IR2110驱动模块，控制开关管的开通与关断，同时系统通过液晶实时显示系统两侧的电压电流。图5 自动充放曲线二、 理论分析与计算2.1 参数设计主电路的电路图见下图，可见主要的器件与参数设计有：电容C1和C2，电感L1，二极管D1，D2，开关管Q1，Q2，具体计算如下：图6 主电路2.1.1 电感L1，电容C1和C2当双向半桥变换器正向工作时，开关管Q1开始工作，Q2截止，此时电路为Boost升压变换电路，等效电路表示如下：图7 Boost升压变换电路输

7、入电源电压Vin在1821V,输出电压Vo为30V，开关频率设置为40KHz，电感电流连续时，有Vo=Vin1-D计算可知Dmin=1-VinmaxVomin=1-2130=0.3Dmax=1-VinminVomax=1-1830=0.4输入电源电压和输出电压变化时，占空比的变化范围为0.30.4，临界负载电流IOB=Vo2L1fsD(1-D)2当D=1/30.333时，IOB有最大值IOBmax=2Vo27L1fsD越接近0.333，IOB越大，令最小负载电流Iomin大于临界负载电流IOB，即Iomin>Vo2L1fsD(1-D)2取Iomin=0.3A则L1Vo2fsIominD1

8、-D2=302×40×103×0.3×13×1-132=0.185mH留取裕量，取L1=0.2mH。取输出电压纹波小于1%，则VoVo=DfCfS=D1fS1RC20.01D越大，则VoVo越大，故fc=1RC20.01×fSD=0.01×40×1030.4=1.0KHz负载电阻为30。则C2Dmax0.01Rfs=0.40.01×30×40×103=33uF留取裕量，取C2=100uF。反向工作时，开关管Q2开始工作，Q1截止，此时电路为Buck降压变换电路。等效电路表示如下图8 B

9、uck降压变换电路输入电源电压在2436V,输出电压在1821V，开关频率设置为40KHz，电感电流连续时，有Vo=DVin计算可知Dmax=VomaxVinmin=2124=0.875Dmin=VominVinmax=1836=0.5在工作范围内占空比D在0.50.875之间变化，要电流连续必须最小负载电流IOmin大于临界负载电流IominIOB=Vo2L1fs(1-D)取Iomin=0.4A则L1Vo2fsIomin(1-D)=18.52×40×103×0.4×(1-0.5)=0.289mH取L1=0.3mH，与Boost电路电感取值一致。取Iom

10、ax=2A,电流输出纹波为0.01A，则IoIo=22fCfS2(1-D)=0.005D越小，则IoIo越大，故fc=12L1C1fS2×0.0021-D=40×1032×0.0021-0.5=1.1139kHz为此要求C11-D82L1fc2=1-D8×0.005×L1×402×106=68uF留取裕量，取C1=100uF。综上所述，取C1=100uF，C2=100uF，L1=0.3mH。2.1.2 二极管二极管截止时所承受的电压要高于28V，通过二极管的最大电流为3A，可以选择动态特性良好，导通压降小的肖特基二极管MBR

11、20100,其额定电流为20A，耐压100V，导通压降0.8V，满足设计要求。2.1.3 开关管开关管截止时所承受的电压要高于28V，通过二极管的最大电流为3A，所以耐压值要高于 28V，额定电流应高于3A；同时由于开关管工作在近 40kHz 下，且开关损耗与驱动损耗关乎变换器效率，可以选择IRF540N，击穿电压可到100V，最大电流为23A，导通电阻小于77m，开关管上升时间为39ns，可满足设计要求。2.2 双向DC/DC工作原理双向半桥变换器正向工作时，开关管Q1开始工作，Q2截止，此时电路为Boost升压变换电路，Boost升压原理如下：在开关管Q1导通Ton=DTs期间，二极管D2

12、截止，输入电压Vin加到升压电感L1上，电感电流iL线性增长：L1diL/dt=Vin，在Q1导通期间，iL的增量iL+=VinL1Ton=VinL1 DTs此时，由于二极管D2截止，负载由电容C2供电，选用足够大的C值可使Vo变化很小，近似分析中可认为在一个开关周期Ts中Vo恒定不变。在开关管Q1阻断的Toff=Ts-Ton=1-DTs期间，此时输入电压Vin和iL向负载和电容供电，iL减小，C2充电，加在L1上的电压为Vin-Vo，Vo大于Vin，iL线性减小，L1diL/dt=Vin-Vo，在Q1截止期间，iL的减小量iL-=Vo-VinL1Ts-Ton=Vo-VinL11-DTs稳态工

13、作时，Q1导通期间，电感电流的增量iL+等于Q1截止期间的减小量iL-，得到升压比M=Vo/Vin=1/(1-D)。反向工作时，开关管Q2开始工作，Q1截止，此时电路为Buck降压变换电路，Buck降压原理如下：在开关管Q2导通Ton=DTs期间，直流电源电压Vin经开关管Q2直接输出,电压VEO=VS,这时二极管D1承受反压而截止，电源电流经开关管Q2流入流入电感负载，电感电流上升，在开关管Q2阻断的Toff=Ts-Ton=1-DTs期间，负载与电源脱离，由于电感电流不可能立即为0，电感电流经负载和二极管D1续流，如果Q2阻断的整个Toff期间，电感电流经二极管D1环流时并未衰减到0，则二极

14、管D1一直导电，变换器的输出电压VEO=0，在一个周期Ts(2)中，输出电压VEO为脉宽为角、幅值为Vin的矩形脉波。脉波周期为Ts、角频率为=2f=2/Ts，脉宽角度=Ton=2Ton/Ts=2D，占空比D=/2, VEO(t)的傅里叶表达式为VEOt=C0+n=1ancos(nt)输出电压的直流平均值VO=C0=1202VEOdt=12Vin=12Vin2D=DVin得到变压比M=Vo/Vin=D。2.3 电流电压检测电流电压的测量我们采用INA128和TLC082芯片，INA128是一款精密低功耗仪用放大器，TLC082是一款精密单电源运放。电压测量原理图如下： 图9 电压测量原理图蓄电

15、池电压E的变化范围为715V，对于E的测量，我们在E两端并联阻值分别为R4=39K和R3=100K的电阻，将R4两端的电压送入INA128的两个输入端，INA128输出计算如下：VOUT=Vref+(1+50kR5)(Vin+-Vin-)此处取Vref=0V，使INA128引脚1和引脚8断开，相当于R5=，所以VO=Vin+=VR4/(R4+R3)，这样可以使得VO的变化范围在05V之间，便于单片机进行ADC处理，同时第二级使用电压跟随器，以限制输出电压在0至5V，防止烧坏单片机。直流母线电压Ubus的变化范围为2228V，对于Ubus的测量，在Ubus两端并联阻值分别为R4=47K和R3=1

16、50K的电阻，将R4的电压送入INA128的Vin+端，将REF5050产生的5V基准源送入Vin-端，取Vref=0V，R5=33K，所以VR4/(R4+R3)VO=(1+50k33k)(Vin+-5)=(1+50k33k)(VR4R4+R3-5)这样可以使得VO的变化范围在05V之间。电流检测的实现是在电路中串接0.05采样电阻，电流测量的原理图如下：图10 电流测量原理图由于本次测量需要采集负电流，而单片机只能接受在05V之间的电压，所以将REF5025产生2.5V的基准源送入INA128的引脚5，将采样电阻的电压送入Vin-和Vin+引脚，当采集的电流为正电流时，Vin+引脚的电压大于

17、Vin-引脚的电压，经过两级放大后，可使输出电压维持在2.55V，采集的电流为负电流时，Vin+引脚的电压小于Vin-引脚的电压，经过两级放大后，可使输出电压维持在02.5V。2.4 保护电路及系统自动恢复设计通过前面对蓄电池电压E和母线电压Ubus的检测，经过单片机内部的计算，当Ubus28V及放电模式E7V时，单片机关闭PWM波的输出，使两个开关管处于截止的状态，经过5s延时，单片机产生PWM波，判断电路状态，状态正常时，恢复系统工作，否则单片机继续闭PWM波的输出，这样实现了过压保护、欠压保护和系统自动恢复的功能。三、 电路与程序设计3.1 主回路原理图及说明图11主回路原理图本系统模拟

18、蓄电池充放电管理系统，光伏电站的母线电压和蓄电池可用稳压源并电阻实现。3.2 控制方法与控制流程图系统控制采用Infineon公司的XE162单片机为核心的最小系统版。利用芯片自带的10位ADC进行电压电流采样，使用CCU60、CCU61模块产生PWM波。主函数部分主要负责人机交互，显示系统各模块的当前参数与状态，包括各个电压、电流等。系统据采样的蓄电池电压E值划分四段控制范围，将采样得到的电压值与给定的电压值进行PI运算，控制器的输出经过运算转换成相应的占空比，调整输出控制信号PWM波占空比，从而达到题目各项指标。将采样得到的电压值与欠压、过压保护阈值进行比较，从而开断PWM波，实现欠压、过

19、压自动保护与恢复。控制流程图如下：图12 软件控制流程图3.3 RC缓冲电路设计在带变压器的开关电源拓扑中，开关管关断时，电压和电流的重叠会引起损耗，同时，由于电路中存在杂散电感和杂散电容，在功率开关管关断时，电路中也会出现过电压并且产生振荡。假如尖峰电压过高，就会损坏开关管。同时，振荡的存在也会使输出纹波增大。为了降低关断损耗和尖峰电压，需要在开关管两端并联缓冲电路以改善电路的性能。根据经验取R=10C=40nF3.4 充电效率分析与计算输入功率的计算公式 PIN=Ubus×I2输出功率的计算公式POUT=E×I1效率=PINPOUT提高效率主要是降低变换器的损耗，变换器

20、的损耗主要有MOSFET开关损耗，可以通过降低开关频率来提高系统的效率，另外可以通过选择导通电阻更小的开关管，来提升效率。四、 测试数据和分析4.1 测试方法使用直流稳压源（DF1731SLL3A）取电，在输入端与输出端用数字万用表测量电压与电流用以监视电流电压，并计算系统充放电效率。使用数字示波器TDS1002B观测额定工作状态下电池充放电纹波。观察液晶上电压与电流的数值，与万用表显示值进行比较。调节负载，E，Ubus，实现蓄电池充放电曲线，观察E=7V欠压保护，Ubus=28V过压保护及自恢复功能。4.2 测试仪器表1 测试仪器序号名称、型号、规格数量1Fluke 15B数字万用表22直流

21、稳压源13TDS1002B 数字示波器14.3 测试数据4.3.1 额定工作状态记录表2 充电额定工作状态记录E/VI1/AUbus/VI2/AI1p-p/A 12.03.06924.01.7840.08表3 放电额定工作状态记录E/VI1/AUbus/VI2/AI1p-p/A 12.0-2.98724.0-1.7760.094.3.2 充电效率计算表4 充电效率计算E/VI1/AP1/WUbus/VI2/AP2/W=P1/P212.03.02736.32424.01.77442.57685.32%4.3.3 充放电示数记录表5 充放电曲线记录Ubus/V22.022.322.522.722.923.123.3I1/A-3.011-3.009-3.007-1.813-0