多电平变频器无速度传感器直接转矩控制的研究

1、多电平变频器无速度传感器直接转矩控制的研究 中高压大容量电机的变频调速改造是国家节能减排工作的重点。中高压变频器的主功率普遍采纳多电平拓扑，以达到降低功率器件的耐压等级、减小dv/dt、充实谐波等效果。其中，h桥级联型结构的多电平逆变器在中高压电机的变频调速领域技术最为成熟，应用最为广泛。 目前，中高压变频器的产品中，电机调速控制策略多采纳v/f控制或矢量控制（又称磁场定向控制），而挺直转矩控制(direct torque control，简称dtc)方面的讨论与应用较少，实现难度较大。主要缘由之一在于多电平拓扑的开关管数目众多，造成传统dtc所需要的开关向量表十分复杂。另外，传统dtc采纳滞

2、环，逆变器开关频率不固定，难以数字实现，生成多电平波形较为困难，、转矩脉动较大。实现dtc等高性能调速策略需要检测电机的转速，但速度的安装增强了系统的复杂性、成本和维护要求，降低了牢靠性和鲁棒性。本文针对级联多电平的特点，将错时采样空间矢量调制法和无速度传感器技术引入到级联多电平挺直转矩控制中，解决了传统dtc应用在多电平领域所存在的开关向量表复杂、波形质量不好、转矩脉动大等问题，具有直流利用率高、功率单元用法均衡、谐波含量好、办法容易、易于数字实现等优点。利用matlab/simulink对这一办法举行了验证。2 多电平挺直转矩控制的难点传统的挺直转矩控制采纳磁链与转矩的砰砰控制，按照它们的

3、变幻与定子磁链所在的空间位置挺直挑选电压空间矢量的开关状态，获得迅速的转矩响应。但是其实际转矩在滞环比较器的上下限内脉动，开关频率也不固定。一种改进计划是将空间矢量调制（svm）办法与dtc相组合，对转矩举行闭环pi调整，以电压空间矢量调制模块取代开关向量表，产生波控制逆变器的开关状态，可使开关频率恒定，转矩脉动也大幅减小。然而，在多电平领域，逆变器的基本空间矢量数目众多，对于每相n个h桥级联单元即 级级联的多电平逆变器，其基本空间矢量数目为(2n+1) 3个。每相3单元的高压变频器基本空间矢量多达343个，而对于每相6单元的高压变频器，这个数目达到了2197个。如此繁多的基本空间矢量使空间矢

4、量挑选算法变得十分复杂。另外，空间矢量的挑选要考虑功率单元的开关负荷均衡，这就对算法提出了更高的要求。因此，在电平数较多的状况下，空间矢量算法实现困难，也难以满足实时控制的要求。为克服上述问题，在级联多电平中采纳错时采样空间矢量调制（sampe-time-staggered space vector modulation，简称sts-svm）策略，能大大降低空间矢量挑选的复杂度，并且能够实现开关负荷的自动均衡，执行效率高，易于实现无速度传感器dtc等高性能实时控制。3 错时采样svm策略错时采样空间矢量法最早是应用在1所示的组合变流器结构，此变流器由n个3相6开关管的逆变器单元组成，输出通过耦

5、合。sts-svm的基本思想是在每个变流器单元中根据传统两电平空间矢量的办法举行参考电压的采样，采样周期为ts，将相邻单元的采样时刻错开ts/n。这样，系统等效的基本空间矢量数目大大增强，得到的输出电压具有多电平的形式，相电压电平数为2n+1。图1 组合变流器拓扑组合变流器与3相h桥级联型多电平逆变器在拓扑上具有转换等效关系。将图2（a）中的两级多电平变流器经变换后可等效为图2（b）中的一级3相h桥结构，等效的开关管在两幅图中以相同的编号表示，即一级h桥中左桥臂的开关管和右桥臂的开关管可分离等效为多电平变流器的两个3相6桥臂单元。这样就可将sts-svm调制法用于一级3相h桥。详细办法是用st

6、s-svm办法得出图2（a）中的开关管的驱动信号，去驱动图2（b）中相同编号的开关管。因为两级变流器中n=2，因此两个单元的采样时刻错开ts/2。转化到图2（b）中，相当于对一级3相h桥逆变器左桥臂的6个开关管和右桥臂的6个开关管分离举行相同的幅度和频率调制比下的两电平空间矢量调制，并且要使两者参考电压的采样时刻错开ts/2。（a）两级多电平变流器(b) 一级三相h桥逆变器图2 两级组合变流器与一级三相h桥逆变器的等效关系按照上述思想举行扩展，对于n级h桥级联的逆变器，可以等价为2n个单元的组合变流器，相邻的两级h桥单元同一侧桥臂的采样时 刻应互相错开ts/2n。由上述分析可以得到在n级h桥级

7、联型逆变器中应用错时采样调制策略的实现办法。只要按照传统两电平空间矢量算法得出某一级h桥中三个同侧桥臂的驱动信号，系统中其它各开关管的驱动信号即可通过相应的延时得到。两电平空间矢量算法在主控制器中举行，延时可通过在主控制器外增强硬件单元来实现。这样就大大减轻了主控制器的负担，能够适应迅速实时控制的要求。sts-svm中，系统总体输出电压矢量的支配是自动完成的，由两电平空间矢量算法得出的各个桥臂触发波形自身具有对称性和均衡性，因此总体开关负荷也是均衡的。4 sts-svm无速度传感器dtc系统相对于一般的多电平空间矢量算法，sts-svm控制算法容易，开关负荷均衡，使得主控制器实现复杂的无速度传

8、感器挺直转矩控制等算法成为可能。图3为基于sts-svm的级联多电平无速度传感器dtc控制系统的总体结构。图中速度调整器、转矩调整器、磁链调整器均为比例积分调整，转矩调整器需要在pi调整前采纳限幅，以免过大的转矩误差造成过电流冲击。系统总采纳sts-svm模块产生pwm波控制逆变器的开关状态，摒弃了复杂的开关矢量表。另外，因为未用法滞环比较，系统的采样频率是固定的，更易于数字实现。图3 基于sts-svm的无速度传感器dtc系统结构4.1 sts-svm调制的多电平逆变器此处，多电平逆变器为图4（a）所示的三级h桥级联型拓扑。sts-svm模型中的驱动信号的产生通过两电平空间矢量算法得出的调制

9、波与各个开关管对应的三角波举行比较来获得，4（b）所示。各个三角载波存在一定的移相关系，这样就等效地实现了采样周期的互相错开。(a) 三级级联多电平逆变器主电路(b)sts-svm驱动信号产生单元图4 级联多电平主电路与pwm产生单元4.2 磁链与转矩观测定子磁链的估量大体上可以分为三种模型，即u-i模型，i-n模型，u-n模型。其中u-i模型中磁链表达式为（1）其中，us，is，rs分离为定子磁链、电压、电流值与定子值，可见，u-i模型观测定子磁链无需转速信息，唯一所需了解的参数是定子电阻rs，因此非常适合在此处应用。挺直转矩控制需要实测电磁转矩te作为反馈量，普通采纳计算法。电磁转矩具有多

10、种不同的表达式，可以采纳定子电流、转子电流、定子磁链、转子磁链中的随意2个参数来获得电磁转矩。在挺直转矩控制中，通常采纳如下的公式计算te：（2）其中，pn为电机的极对数。在matlab/simulink中建立磁链与转矩观测的模型，5所示。图5 定子磁链与转矩观测模型4.3 速度估量基于模型参考自适应系统（model reference adaptive system，mras）的转速辨识实现较为便利，且具有对转子电阻变幻的彻低不敏感性，电机参数变幻对转速估算的影响也较小。转子磁链的电压模型与电机转速无关，而转子磁链的电流模型与电机转速有关，因此挑选转子磁链的电压模型作为参考模型，而挑选转子磁

11、链的电流模型作为可调模型。因为在磁链观测中已经估算出定子磁链，因此参考模型可以用定子磁链表示：（3）其中，为转子磁链，lm为定转子互感， lr为转子，为定子瞬时电感， ls为定子电感。可调模型为：（4）其中tr=lr/rr为转子时光常数，rr为转子电阻，为转子角速度。图6 利用转子磁链估量转速的mras计划图7 转速估量模型定义广义状态误差，利用popov超稳定准则可推导出自适应率形式为：（5）其中，kp、ki分离为比例和积分系数， 是取之于的误差信息，（6）由式（6）可以看出，磁链误差信息比例于转子磁链矢量 和 之间的角偏差r， 经过pi调整器可产生速度信号，这个调节信号会使可调模型估量的与

12、参考模型的趋于全都，令转子磁链误差 能够收敛于零，也就会使转速估量值逐步靠近于真切值，其原理6所示。图7为利用转子磁链估量转速的mras的matlab/si mulink模型。5 仿真结果及分析在matlab/simulink中建立了囫囵系统的仿真模型。其中，电机模型采纳软件自带的两级三相异步感应电机模型，参数为：额定功率pn =3730w，额定线电压un =380v，额定频率fn =50hz，转子电阻rr=1.083，定子电阻rs=1.115，定子、转子电感ls= lr=0.2097h，定转子互感lm=0.2037h，转动惯量j=0.02kgg。逆变器每级直流电源电压为104v，采样周期ts=952s。仿真中，给定转速，电机空载启动，在0.3s处突加6ngm的负载。各个变量的仿真波形8所示。(a)辨识转速与实际转速（b）转矩动态相应（c）定子磁链（d）电流（e）相电压（f）线电压图8 系统仿真波形由仿真波形可以看出，电机启动后0.2s，系统基本进入稳定状态；辨识转速能较好地估量与跟踪实际转速；相电压输出7电平；线电压输出13电平；电流波形良好；稳态时磁链与转矩脉动都比较小；启动过程中定子