基于单片机的交流稳压电源

1、电气工程课程设计报告 计 控 学 院College of computer and control engineering Qiqihar university电气工程课程设计报告题目：交流稳压电源设计系 别 电 气 工 程 系 专业班级 学生姓名 学 号 指导教师 提交日期 成 绩 1电气工程课程设计报告摘 要交流稳压电源能为负载提供稳定交流电源的电子装置。又称交流稳压器。各种电子设备要求有比较稳定的交流电源供电，特别是当计算机技术应用到各个领域后，采用由交流电网直接供电而不采取任何措施的方式已不能满足需要。 随着电力电子技术的发展，很多设备都要求稳定的交流电源供电，但是交流供电系统存在电力

2、欠缺、电网不尽合理等问题。这一切都会导致用电设备出现工作不正常、精度下降等问题，甚至造成意外的损坏。交流供电品质的改善成了保证系统正常工作的前提。传统的交流稳压电源存在效率低、触点磨损、反应时间长、稳压精度低等问题。针对目前交流稳压电源的不足。本文设计的交流稳压电源具有设计出一种以电子开关为执行机构来控制多组变压器叠加的主回路补偿工作方式并和可控硅无级调节补偿绕组串联的一种最新颖的交流稳压电源，它具有稳压精度高、效率高、响应快、带负载能力强、电源波形失真小、无机械传动装置和碳刷磨损、免维护、工作可靠、噪音低、抗干扰能力强、并具有延时、过压、欠压保护功能。关键词：电子开关；主回路补偿；可控硅无级

3、调节I目录1稳压电源设计目的、意义及方案11.1 设计概述11.2 研究内容目的及意义11.3 技术指标11.4 交流稳压电源的总体方案设计11.4.1 单相交流稳压电源的基本原理11.4.2 交流调整电路21.4.3 双向可控制硅的选用31.4.4 双向可控硅导通模式与对应的补偿电压51.4.5 双向可控硅短路报警52 稳压电源硬件系统设计62.1 硬件系统的整体框架62.1.1 主回路62.1.2 控制电路72.2 双向可控硅触发电路72.2.1 MOC306172.2.2 触发电路82.3 保护电路92.3.1 保护电路原理92.4 辅助直流稳压电源设计102.4.1 +5V直流稳压电源

4、102.4.2 +12直流稳压电源103 单片机系统设计103.1 主程流程图113.2 采样子程序流程图123.3 数字滤波程序流程图133.4 电压采样电路133.4.1 ADC0809的特性133.4.2 ADC0809的内部结构及引脚功能143.4.3 采样电路163.5 系统控制电路174 本设计改进和建议195 心得体会20参考文献21总电路图221稳压电源设计目的、意义及方案1.1 设计概述目前对直流小功率恒流方法的研究较多,而对交流恒流方法的研究较少。交流稳流主要采用如下方法:(1)用具有反馈系统的可控硅调相电路来实现稳流,但因为是调整截止角,将使正弦波严重畸变。(2)采用反馈

5、系统控制伺服电机,调节自耦调压器组成的电路来实现稳流,但由于电机和传动系统的机械惯性调整速度较慢且易产生振荡,难于实现稳定的调节。(3)以铁磁元件为调整元件(磁放大器)的稳流线路,它的不足之处是:因为磁惯性大响应时间较长;磁系统会产生严重的波形畸变;系统的功率因数低1.2 研究内容目的及意义 课题应能设计出一种以电子开关为执行机构来控制多组变压器叠加的主回路补偿工作方式并和可控硅无级调节补偿绕组串联的一种最新颖的交流稳压电源，它具有稳压精度高、效率高、响应快、带负载能力强、电源波形失真小、无机械传动装置和碳刷磨损、免维护、工作可靠、噪音低、抗干扰能力强、并具有延时、过压、欠压保护功能。可以围绕

6、为了熟悉C语言、EDA、电力电子技术、电源技术和单片机课程等学科,学习protel软件的使用，以及锻炼动手操作能力、掌握单片机、protel电源技术、电力电子技术知识等方面1.3 技术指标输入稳压范围：单相187V253V频率50Hz±2Hz输出电压220V±1%源电压效应 ±1%负载效应±1%波形失真 5%（附加）输出功率 5kw效率 90%（满载）欠过压保护 Vo186V或Vo254V1.4 交流稳压电源的总体方案设计1.4.1 单相交流稳压电源的基本原理图1.1为补偿式交流稳压器电路原理结构框图。图中，由补偿变压器等组成补偿单元

7、，用双向可控硅作开关器件组成无触点可控调节单元，控制电路由A/D转换(采样)、单片机控制器、报警指示单元及保护单元组成。 当输入电压Ui波动或负载电流变化时，通过采样变压器获取反馈电压，经A/D转换输入单片机与基准值进行比较，由微机程序软件进行判断处理，输出控制指令。在电压过零同步脉冲的作用下，使相应的开关器件导通，切换对应的补偿变压器的组合绕组，改变补偿电压的值，从而快速地达到稳定输出电压Uo的目的。图1.1补偿式交流稳压器原理框图 当Ui<Uon，时(Uon为额定电压220V )，Ui提供正补偿;当Ui>Uon时，Ui提供负补偿: 当Ui=Uon时,Ui不提供补偿电压。所以，一

8、旦电网输入电压Ui偏离额定电压Uon时，单片机控制单元便调节双向可控硅的开关状态，来控制补偿变压器TRi (i=1,2,3,4)的Ui的补偿方式。1.4.2 交流调整电路补偿变压器的选择根据稳压精度及输入电压范围的要求来选择补偿变压器的台数，本文选择4台。图1.2给出了交流调整电路中的交流调整电路。图中，TR1 , TR2, TR3，TR4是四个独立的补偿变压器，其初级绕组上输入电压为Uon( 220V )，其次级绕组上的补偿电压可以根据稳压精度的需要，设计为2.2V, 4.4V, 8.8V，17.6。当顺极性(或反极性)叠加全部投入时，可以获得最大正负补偿电压为33V。当Us 最小值为2.2

9、V时，稳压精度可优于1%。根据补偿变压器的一次侧电压和二次侧电压，结合整个电源的输出功率，就可确定各个补偿变压器的功率。本文输出功率为5KW，则所有的补偿变压器输出功率都选为略大于5KW，可以选择6KW。(1)补偿变压器TR1:其一次侧电压为220V，二次侧电压为2.2V;则其输出功率为:Pb1=(2.2v/220v)*6kW=60W(2)补偿变压器TR2: 其一次侧电压为220V，二次侧电压为4.4V;则其输出功率为:Pb2=(4.4v/220v)*6kW=120W(3)补偿变压器TR3: 其一次侧电压为220V，二次侧电压为8.8V;则其输出功率为:Pb3=(8.8v/220v)*6kVA

10、=240VA(4)补偿变压器TR4: 其一次侧电压为220V，二次侧电压为17.6V;则其输出功率为:Pb3=(17.6v/220v)*6kw=480W因此，四台补偿变压器的输出功率依次为:60W,120W,240W，480W。图1.2 交流调整电路1.4.3 双向可控制硅的选用交流调整电路中，所用开关器件的数目与补偿变压器的数目有关。其规律是: 开关器件的数目=补偿变压器的台数*2+2,其中后面的+2，即公用桥臂上的两只开关器样，它与补偿变压器的台数无关。如图1.3所示，只需要10个双向可控硅。S1和S2 ，S3和S4，S5和S6，S7和S8，分别为四台补偿变压器初级绕组端的控制开关，S9和

11、S10则是作为公共桥臂进行工作。整个交流稳压电源系统，因为接入补偿变压器的不同,流经每组可控硅的最大电流随之不同。具体情况如下:Po=Uo*Io Io=Po/Uo=5KW/220V（次级）， I1=Io*2.2/220（初级），如图1.3：(1) S1和S2:只接入补偿变压器TR1，其补偿电压为2.2V，则Imax=(2.2V/220V)*(5kVA/220V)=0.227A(2) S3和S4:只接入补偿变压器TR2，其补偿电压为4.4V，则Imax=(4.4V/220V)*(5kVA/220V)=0.454A(3) S5和S6:只接入补偿变压器TR3，其补偿电压为8.8V，则Imax=(8.

12、8V/220V)*(5kVA/220V)=0.908A(4) S7和S8只接入补偿变压器TR4，其补偿电压为17.6V，则Imax=(17.6V/220V)*(5kVA/220V)=1.816A(5) S9和S10接入补偿变压器TR1，TR2，TR3，TR4，其补偿电压为33V，则Imax=(33V/220V)*(5kVA/220V)=3.409A图1.3 初级绕组端的控制电路四组可控硅的接入电压都是220V 。 按照器件参数的选择规律,耐压值一般为工作值的4倍左右,电流值一般为工作值的3-4倍，那么，四组可控硅的选用如下:(1) S1和S2,S3和S4 ,S5和S6，S7和S8，S9和S10

13、全部选用耐压1000V、电流16A的器件。(2) RC主要用于吸收尖峰脉冲，在选择时可取RC<T/100=0.2ms，R可以选择参数20，C可以选择10uf。1.4.4 双向可控硅导通模式与对应的补偿电压 每组里的两个双向可控硅，任何时间，都必须有一个处于导通状态。规定值时晶闸管作为开关将补偿变压器初级回路接通，即改变通断状态来调节补偿电压Ub1，以保持输出电压Uo在设定范围内。在晶闸管导通时，流过补偿变压器一次线圈W1的励磁电流Io产生励磁磁势IoW1，并在二次线圈W2产生感应电势作为补偿电压。晶闸管关断时，补偿变压器无励磁磁势，因而补偿电压为零。 当稳压器有负载时，IL不等于0，该负

14、载电流在补偿变压器上产生负载磁势ILW2在晶闸管导通时，补偿变压器一次边电流为I1，一次边磁势为I1W1。由磁势平衡方程，得I1W1+I2W2=IoW1。 本文通过采取在每台补偿变压器的一次侧加装电阻R和电容C的方法，图1.4中的R1,R2，R3，R4，C1,C2, C3，C4较好地解决了这个问题。R可以选择参数20，C可以选择10uf。在主电路中，每一级补偿电路中，必须得保持同一组中两个可控硅有一个处于导通状态。图1.4 补偿电路1.4.5 双向可控硅短路报警为应对双向可控硅短路的情况，本文专门进行了报警电路的设计，如图1.5所示。 图1.5可控硅短路报警电路图图中，四组可控硅分别接入保险丝

15、F1, F2, F3和F4 以第一组可控硅S1和S2为例，正常工作时，Fl两端电压为零，继电器Jl不吸合，电路不报警。当出现可控硅短路时，F1熔断，真两端电压不为零，J1吸合，电路报警，蜂鸣器开始呼叫。五组可控硅，只要有一组出现短路故障，电路就开始报警。2 稳压电源硬件系统设计2.1 硬件系统的整体框架2.1.1 主回路图2.1 主回路主回路电路，如图2.1所示。根据稳压精度及输入电压范围的要求，本文选择四台补偿变压器TR1 ，TR2 ，TR3，TR4。图中，是四个独立的补偿变压器，其次级绕组上的补偿电压Ubi可以设计为2.2V，4.4V，8.8V，17.6V，。当顺极性(或反极性)叠加全部投

16、入时，可以获得最大正负补偿电压为33V。当Us最小值为2.2V时，稳压精度可优于1%。S1-S10为双向可控硅，它与补偿变压器TR1 , TR1 , TR3, TR4组成“多全桥电路”形式图中S9和S10为公用桥臂，它分别与S1和S2 , S3和S4 , S5和S6, S7和S8组成三个全桥电路。2.1.2 控制电路该稳压器控制电路的硬件组成与工作原理见图2.2，它由8051单片机系统、外扩检测、驱动等接口电路构成。 输入几电压变化经AC/DC变换电路，转换成0-5V的直流信号，后经模数转换器ADC0809输入8051单片机，由CPU检测稳压电源输入值。双向可控硅由光隔离/光祸合过零触发双向可

17、控硅驱动器MOC3061驱动。图 2.2 控制电路原理2.2 双向可控硅触发电路2.2.1 MOC3061 电压过零型光电耦合器，是由一只砷化稼红外发光二极管和带有集成化过零检测电路的硅光检测器组成，它们被一种能透射红外线的耐高压介质隔离并共同封闭在一个芯片中。典型的此类器件如美国MOTOROLA公司生产的MOC3041-3081系列芯片。由于采用了可靠的封闭形式且芯片内部的介质能在逻辑控制电路和负载电路之间提供高达数千伏的隔离冲击电压，因而使这类器件具有体积小，寿命长、抗电磁干扰和机械振动能力强以及输入输出完全隔离等优点。 MOC3061光电耦合器的额定电压是600v，最大重复浪涌电流为1A

18、，最大电压上升率du/dt为1000V/us以上，一般可达到2000V/us，输入输出隔离电压大于7500V,输入控制电流为15mA。2.2.2 触发电路双向可控硅的触发电路，如图2.3所示： 当双向可控硅Si的控制信号P1.0输出低电平时，MOC3061的输入端就有约为5-15mA的电流输入，在MOC3061的输出端6脚和4脚之间的电压稍过零时，内部的双向晶闸管就导通，触发外部的双向晶问管Si导通。当P1.0输出为高电平时，双向晶管S，关断。MOC3061在输出关断的状态下，也会有小于或等于500A的电流，在触发电路中，接入电阻R3可以消除这个电流对外部晶闸管的影响。电阻R1是MOC3061

19、的限流电阻，用于限制流经MOC3061输出端的电流最大值不超过1A。MOC3601的过零检测的电压值为20V，但是限流电阻不能只取20欧。因为在电感性负载系统中，R1的值需要增大。一般情况下，R1的取值在27-330。之间。本文电路中，取为47。需要注意的是，R1在取值较大时，会对最小触发电压产生影响。这是因为，MOC3061的最小触发电压的计算公式为: (1-1)其中:IR3流经R3的电流; IGT晶闸管KS的门极触发电流; UGT晶闸管KS的门极触发电压: UTMMOC3061输出晶闸管的导通压降，一般取为3V。与双向晶闸管S1并联的RC回路，就是用于降低双向晶闸管所受的冲击电压，从而保护

20、S1及MOC3061。P1.0图2.3 双向可控硅触发电路 在可控硅的触发电路中，必须对加在晶闸管上的正向电压上升率dv/dt应有所限制。晶闸管有一个重要特性参数断态电压临界上升率dv/dt。它表明晶闸管在额定结温和门极断路条件下，使晶闸管从断态转入通态的最低电压上升率。若电压上升率过大，超过了晶闸管的电压上升率的值，则会在无门极信号的情况下开通。即使此时加于晶闸管的正向电压低于其阳极峰值电压，也可能发生这种情况。因为晶闸管可以看作是由三个PN结组成。 在晶闸管处于阻断状态下，因各层相距很近，其J2结结面相当于一个电容Co。当晶闸管阳极电压变化时，便会有充电电流流过电容Co，并通过J3结，这个

21、电流起了门极触发电流作用。如果晶闸管在关断时，阳极电压上升速度太快，则C。的充电电流越大，就有可能造成门极在没有触发信号的情况下，晶闸管误导通现象，即常说的硬开通，这是不允许的。因此，对加到晶闸管上的阳极电压上升率应有一定的限制。 为了限制电路电压上升率过大，确保晶闸管安全运行，需在晶闸管两端并联RC阻容吸收网络，利用电容两端电压不能突变的特性来限制电压上升率。因为电路总是存在电感的(变压器漏感或负载电感)，所以对电容C串联电阻R可起阻尼作用，它可以防止R, L, C电路在过渡过程中，因振荡在电容器两端出现的过电压损坏晶闸管。同时，避免电容器通过晶闸管放电电流过大，造成过电流而损坏晶闸管。与双

22、向晶闸管S并联的RC回路，就是用于降低双向晶闸管所受的冲击电压，从而保护S，及MOC3061。 同时，也必须对晶闸管上的电流上升率di/dt进行抑制。因为，晶闸管初开通时电流集中在靠近门极的阴极表面较小的区域，局部电流密度很大，然后以0.1 mm/ s的扩展速度将电流扩展到整个阴极面。若晶闸管开通时电流上升率di/dt过大，会导致PN结击穿，必须限制晶闸管的电流上升率，使其在合适的范围内。其有效办法是在晶闸管的阳极回路串联入电感。 由于上述可控硅触发电路，能够依靠光电祸合器自动实现了触发电路与系统电压的同步:同时，它以集成芯片替代了由分立元件组成的功放、驱动以及脉冲变压器等环节，并在控制电路与

23、主电路间实现了完全的光电隔离，因而具有结构简捷、可靠性高和价格低廉的特点。2.3 保护电路2.3.1 保护电路原理保护电路原理，如图2.4所示。图中，IC1是过压保护比较放大电路，IC2是久压比较放大电路，T与HA, J, LED是共用的驱动执行电路。交流输入电压在额定范围之内时，T不动作。图2.4 保护电路 当输入电压高于过压保护设定值时，取样电压高于基准电压，它接至IC1的同相输入端与接在反相输入端的基准电压进行比较放大后，IC1输出为正电平，使T导通，J吸合，其动断触头断开而切断输出。一旦输出电压低于过压保护设定值时，取样电庄低于基准电压，IC1输出为零电平，T截止，J释放，其动断触头复

24、原，从而使电源恢复正常的输出。 输入电压UI经变压器TC的N22绕组，D1-D4整流，由电位器RP1设定输入电压的上限值，对应的电平送至比较器IC1的同相端;由R5,R6给IC1的反相端设定基准电压。当输入电压UI经RP1形成的反馈电压高于基准电压时，IC1输出正电压扩晶体管T导通，继电器J吸合，断开输出电路。这时，二极管LED(红色)发光报警，同时，蜂鸣器HA发出声音。这时输出电压为零，从而防止用电设备因过压而摄坏。由R7与Dz构成的二次稳压电路，作为基准电源。Dz选用DW231，它是带盘度补偿型的精密稳压二极管，主要技术参数为*动态电阻Rz<l0,电压温度系数Ctv< 5*10

25、00000/，稳定电压值Uz =6V，最大稳定电流Izm=O.03A,稳定工作电流Iw=O.O1A。欠压保护电路的工作原理与过压保护相同，只是取样电压接至IC2的反相输入端，基准电压接至同相输入端，以达到输出电压低于欠压保护设定值时，使IC2输出为正电平，使T导通，J吸合，切断输出电压，从而达到欠压保护的目的。过,欠压保护电路的比较放大器分别由LM324中的单个运放构成。控制用继电器J用JTX型，线圈工作电压12V，线圈电阻150，触头负载3*5A,本文将三组触头并联使用。T选择3D325,二极管D为T的保护二极管，选用ZCK型小功率开关二极管，其反何击穿电压大于2倍工作电压。2.4 辅助直流

26、稳压电源设计2.4.1 +5V直流稳压电源 图3.5所示电路为+5伏输出的直流稳压电源，从图可见，稳压电源由整流变压器、二极管整流桥、滤波器和集成稳压器等环节组成。2.4.2 +12直流稳压电源 一般应用线性集成运算放大器的场合都需要使用12伏双路直流稳压电源。图2.5是采用集成稳压器7812的12伏稳压电源。由于12V，5V电源的功耗都很小，可以考虑采用串联的形式，即12V电源的输出作为5V电源的输入。这样对变压器的要求较小，可以与采样变压器合二为一！图2.5 直流稳压电源电路 3 单片机系统设计3.1 主程流程图 启动程序在合适的条件下进入主程序，所以主程序的开始就是启动程序的接续，另外，

27、主程序中增加了一部分关干CTC0的操作，这就是在初始化程序中提到的利用CTC0定时中断进行抗干扰的具体实现,如图3.1所示。两段时间延时的作用是:Td为触发延时，可防止双向晶闸管在切换过程中已通管未截止而待通管提前导通所造成的环流现象。本指令的存在，使得在切换过程中，对待触发晶闸管的触发脉冲进行暂时封锁，封锁时间就是Td。 Tg的设置，确定了切换的最小时间间隔，解决了频繁切换所造成的输出电压变化可能过于剧烈的问题。这样虽然延长了调整时间，但可使输出电压变化更加平缓，有利于用电设备的安全。图3.1 主程序流程图3.2 采样子程序流程图图3.2 采样子程序流程图其流程图如图3.2所示，子程序清单如

28、下:SAMP:MOV Ro，#2CH;采样值始址送RoMOV R2,#03H; 采样次数初值送R2MOV DPTR,#03F8HSAMP:MOV DPTR, A; 启动ADC0809工作MOV R3，#20H;DLY: DJNZ R3，DLY;延时HERE:JB P3.3，HERE;等待AD完成MOVX A, DPTR;采样值送AMOV Ro, A;存放采样值INC RoDJNZ R2，SAM 1;若采样未完，则SAM1RET ;若已采样完，则返回3.3 数字滤波程序流程图图 3.3 数字滤波流程图本文采用了中值滤波法。中值滤波法原理很简单，只需对ZCH、ZDH和ZEH中的三次采样值进行比较，

29、取中间值存放到ZAH单元内，以作为数据比较处理时使用。图3.3为中值滤波程序框图。3.4 电压采样电路3.4.1 ADC0809的特性对A/D转换器位数的另一点考虑，是因为本文采用的微处理机是8位的，采用8位以下的A/D转换器，其接口电路最简单。因为绝大部分A/D转换器的数据输出都具TTL电平，而且数据输出寄存器具有可控三态输出功能，可以直接挂在数据总线上。所以，最后选用了8位串行A/D转换器ADC0809，使得模数转换的精度高于系统的总体精度。逐次逼近式A/D转换器的电路原理图，如图3.4所示。其主要原理为:将一待转换的模拟输入信号Uin与一个推测信号Ui相比较，根据推测信号大于还是小于输入

30、信号来决定增大还是减小该推测信号，以便向模拟输入信号逼近。推测信号由D/A转换器的输出获得，当推测信号与模拟信号相等时，向D/A转换器输入的数字就是对应模拟输入量的数字量。图 3.4 A/D转换器电路原理图3.4.2 ADC0809的内部结构及引脚功能片内带有锁存功能的8路模拟多路开关，可对8路0-5V的输入模拟电压信号分时进储换，片内具有多路开关的地址译码和锁存电路、比较器、256R电阻T型网络、树状电子开关、逐次逼近寄存器SAR、控制与时序电路等。输出具有TTL三态锁存缓冲器，可直接连到单片机数据总线上，如图3.5所示图3.5 ADC0809内部结构主要指标分辨率为8位;最大不可调误差小于

31、士1LSB;单- +5V供电，模拟输入范围为0-5V;具有锁存控制的8路模拟形状:可锁存三态输出，输出与，TTL兼容;功耗为15mw;不必进行零点和满度调整;转换速度取决于芯片的时钟频率。时钟频率范围:10-1280kHz，当CLK =5OOkHz时，转换速度为128us。引脚ADC0809采用DIP双列直插式封装，共有28个引脚。1) IN0-IN7(8条)用于输入被转换的模拟电压。2)地址输入和控制(4条)ALE:地址锁存允许输入线，高电平有效。当ALE为高电平时，ADDA,ADDB和ADDC三条地址线上的地址信号得以锁存，经译码后控制八路模拟开关工作。ADDA, ADDB和ADDC:地址

32、输入线，用于选择IN0-IN7,加哪一路模拟电压送给比较器进行A/D转换。3)数字量输出及控制线(11条)START:“启动输入脉冲”输入线，该线上正脉冲由CPET送来，宽度应大于00ns，上升沿清零SAR，下降沿启动ADC工作。EOC:转换结束输出线，该线上高电平表示A心转换己结束，数字量已锁入“三寄输出批存器”。4)电源线及其它(5条)CLK:时钟输入线，用于为ADC0809提供逐次比较所需的64OKHz时钟脉冲序列。VCC: +5V电源输入线。GND:地线。REF(十)和REF(-):参考电压输入线，用于给电阻阶梯网络供给标准电压。一般REF(+)与Vcc连接，REF(-)接地。(3)

33、ADC0809与单片机的接口设计本文采用的硬件接口是查询方式，如图3.6所示。锁存端LE 由高变低时，输出端8 位信息被锁存，直到LE 端再次有效。74LS273 是8D 触发器，当CLK 端上升沿到来时，将D 端的数据锁存。CLR为低电平时被清0。作为地址锁存器使用，可将ALE 反相接CLK 端，CLR接+5V。 下面程序是采用查询方法，对模拟信号采样一次，并依次把结果转存到数据存储区的采样转换程序。 MAIN: MOV Rl,#data;置数据区首地址 MOV DPTR,#7FF8H;P2.7=0，且指向通道0 MOV R7,#03H;置通道数 LOOP:MOVX PTR,A;启动A/D转

34、换 MOV R6,#OAH;软件延时 DLAY:NOP NOP NOP NOP DJNZ R6,DLAY MOVX A DPTR ;读取转换结果 MOV R1,A;存储数据 INC DPTR;指向下一个通道 INC Rl;修改数据区指针 DJNZ R7,LOOP;图3.6 ADC0809接口电路3.4.3 采样电路 如图3.7所示，输入电压U1经采样变压器TC降压后，通过绕组送至由D1-D4，及C1组成的整流滤波电路，经过C1,R1滤波后输出端经电位器RP2调整，输出到ADC0809的信号输入端。ADC0809的参考电压为5V，则可以考虑当变压器输入电压为255V时，调整R的输出为5V，转换成

35、数字信号为11111111（255），这样0255V就与0255（0000000011111111）一一对应。图3.7 采样电路图3.5 系统控制电路AT89C51 提供以下标准功能：4k 字节Flash 闪速存储器，128字节内部RAM，32 个I/O 口线，两个16位定时/计数器，一个5向量两级中断结构，一个全双工串行通信口，片内振荡器及时钟电路。同时，AT89C51可降至0Hz的静态逻辑操作，并支持两种软件可选的节电工作模式。空闲方式停止CPU的工作，但允许RAM，定时/计数器，串行通信口及中断系统继续工作。掉电方式保存RAM中的内容，但振荡器停止工作并禁止其它所有部件工作直到下一个硬件

36、复位。主要特性：·与MCS-51 兼容·4K字节可编程闪烁存储器·全静态工作：0Hz-24Hz·三级程序存储器锁定·128*8位内部RAM·32可编程I/O线·两个16位定时器/计数器·5个中断源·可编程串行通道·低功耗的闲置和掉电模式·片内振荡器和时钟电路 管脚说明：VCC：供电电压。GND：接地。P0口：P0口为一个8位漏级开路双向I/O口，每脚可吸收TTL门电流。当P1口的管脚第一次写1时，被定义为高阻输入。P0能够用于外部程序数据存储器，它可以被定义为数据/地址的第八位。在FI

37、ASH编程时，P0 口作为原码输入口，当FIASH进行校验时，P0输出原码，此时P0外部必须被拉高。P1口：P1口是一个内部提供上拉电阻的8位双向I/O口，P1口缓冲器能接收输出4TTL门电流。P1口管脚写入1后，被内部上拉为高，可用作输入，P1口被外部下拉为低电平时，将输出电流，这是由于内部上拉的缘故。在FLASH编程和校验时，P1口作为第八位地址接收。P2口：P2口为一个内部上拉电阻的8位双向I/O口，P2口缓冲器可接收，输出4个TTL门电流，当P2口被写“1”时，其管脚被内部上拉电阻拉高，且作为输入。并因此作为输入时，P2口的管脚被外部拉低，将输出电流。这是由于内部上拉的缘故。P2口当用

38、于外部程序存储器或16位地址外部数据存储器进行存取时，P2口输出地址的高八位。在给出地址“1”时，它利用内部上拉优势，当对外部八位地址数据存储器进行读写时，P2口输出其特殊功能寄存器的内容。P2口在FLASH编程和校验时接收高八位地址信号和控制信号。P3口：P3口管脚是8个带内部上拉电阻的双向I/O口，可接收输出4个TTL门电流。当P3口写入“1”后，它们被内部上拉为高电平，并用作输入。作为输入，由于外部下拉为低电平，P3口将输出电流（ILL）这是由于上拉的缘故。P3口也可作为AT89C51的一些特殊功能口，如下表所示：管脚 备选功能P3.0 RXD（串行输入口）P3.1 TXD（串行输出口）

39、P3.2 /INT0（外部中断0）P3.3 /INT1（外部中断1）P3.4 T0（记时器0外部输入）P3.5 T1（记时器1外部输入）P3.6 /WR（外部数据存储器写选通）P3.7 /RD（外部数据存储器读选通）P3口同时为闪烁编程和编程校验接收一些控制信号。RST：复位输入。当振荡器复位器件时，要保持RST脚两个机器周期的高电平时间。ALE/PROG：当访问外部存储器时，地址锁存允许的输出电平用于锁存地址的地位字节。在FLASH编程期间，此引脚用于输入编程脉冲。在平时，ALE端以不变的频率周期输出正脉冲信号，此频率为振荡器频率的1/6。因此它可用作对外部输出的脉冲或用于定时目的。然而要注

40、意的是：每当用作外部数据存储器时，将跳过一个ALE脉冲。如想禁止ALE的输出可在SFR8EH地址上置0。此时， ALE只有在执行MOVX，MOVC指令是ALE才起作用。另外，该引脚被略微拉高。如果微处理器在外部执行状态ALE禁止，置位无效。PSEN：外部程序存储器的选通信号。在由外部程序存储器取指期间，每个机器周期两次/PSEN有效。但在访问外部数据存储器时，这两次有效的/PSEN信号将不出现。XTAL1：反向振荡放大器的输入及内部时钟工作电路的输入。XTAL2：来自反向振荡器的输出。 振荡器特性：XTAL1和XTAL2分别为反向放大器的输入和输出。该反向放大器可以配置为片内振荡器。石晶振荡和陶瓷振荡均可采用。如采用外部时钟源驱动器件，XTAL2应不接。有余输入至内部时钟信号要通过一个二分频触