反激式开关电源设计资料

1、反激式开关电源设计资料、八、刖言反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如 UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电 路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反 激式开关电源。单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下:D1-P1F_p 2° <jT RlLs孑_n_tl: qiton t OFFI图1反激式开关电源原理图当加到原边主功率开关管 Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时， 直流输入电压Vin加载原边绕组Np两端，此时因副边绕组相

2、位是上 负下正，使整流管 D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使 Q1 截止时，原边绕组Np两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正 下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负 载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能 量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中， 既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器 是一种“电感储能式变换器”。学习了反激式开关电源的工作原理之后， 我们可以自行设计一款 电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可 少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不 同环

3、境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。 除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提 供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电 源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能 力有一个快速的提升。第一章电源参数的计算第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我 们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。输入电压范围（VHnemin和V

4、HnemaX）；输入电压频率（忙）；输出电压（Vo）；输出电流（Io）;最大输出功率（Po）。效率估计（Eff）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应 用，应分别将Eff设定为0.80.85。利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率Pin （ 1-1）Eff第二步：确定输入整流滤波电容（Cdc ）和DC电压范围最大DC电压纹波计算:maxVDCpN_(1_Dch )_2Vlimen 2fL Cdc(1-2)式（1-2）中，Dch为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其典型值为0.2。对于通用型输入（85265Vrms）, 般

5、将 VDT设定为,'2VZ的1015%。输入储能电容的容值选择可按经验算法：当电网 输入电压为100/115Vac或通用输入85265Vac条件下，按输出功率 值的瓦特数乘上23uF;当电网输入为230Vac时，电容取值按输出 功率值的瓦特数乘上1uF【°。第三步：确定最大占空比（Dmax）DMAXVroVroVmin(1-3)Vro副边绕组输出时反射到原边绕组上的电压，可先设定为135V，当变压器的原副边匝数确定后可再进行校正 【2】第四步：确定变压器初级侧电感反激式开关电源有两种工作模式：连续导通模式（CCM）和不连续导通模式（DCM）。工作模式随负载条件和输入电压的改变

6、而改 变。因此，变压器初级侧的电感是在满载和最小输入电压的条件下确 定的。原边一次侧电感（H）：Lm(VDC0 Dmax)22Rn fsKRF(1-4)式中，fs为开关频率，Krf为定义的纹波因数（如图3所示）。对于DCM操作，Krf=1。而对于CCM操作Krf<1，对于通用型输入范 围，将Krf设定在0.30.5之间是合理的。瞪1 EDC 寸(1-5)ipe性:2AI:3 I EDC +22Dmax ( 1-6)3PinI EDC V min 门(1-7)(1-8)VDC DmaxV min DI V DC Dmax第五步：确定合适的磁芯因为反激式电源的功率通常较小，一般选用铁氧体磁芯

7、作为变压器，功率容量计算使用Ap法:6PT 102 fsBm KmKc(1-9)式(1-9)中，Ae是磁芯截面积(cm2)，Aw是磁芯窗口面积(cm2)；PT (W)是变压器的标称输出功率，在计算时换成输入功率用来计算磁芯的最大功率；Bm （ Gs）磁芯工作的磁感应强度，可根据电源功率 和工况温度设定，一般取 2000（Gs）； 是线圈导线的电流密度，通 常取23 （A/mm）；是变压器的效率，通常取它的值为0.80.9;心 是窗口的填充系数，一般取 0.20.4； KC是磁芯的填充系数，对于铁 氧体Kc =1.0。变压器的磁芯要留有一定的工作余量，所以计算出的Ap值要小于实际测量的A Aw的

8、值【3】。图1-3磁芯的窗口面积和有效截面积Ae原边峰值电流（A）: Ip2RnminVDCDmax(1-10)变压器气隙的计算（cm）： lg0.4 LplpAe B2108(1-11)有气隙时，可工作的磁场强度H明显增大，剩余磁感应强度Br则 是明显减小；对防止磁芯饱和是有效的，这些效果对反激式变换器都 是有利的【4】。第六步：变压器原边绕组匝数计算NpLpIpAe B810(1-12)Lp原边最大电感（H） ； Ip原边峰值电流（A） ； Ae磁芯有效截面积（cm2）; B磁感应强度（Gs）副边绕组匝数计算:Ns(V。Vd)(1DQNpin(min)D max(1-13)图1-4箝位电路

9、Vd为输出整流二极管的压降，设定为1V第七步：确定每个绕组的线径绕组线径除了需要满足流过的最大电流外， 还需要考虑趋肤深度（cm） ”，线径要小于2倍的趋肤深度【5】。6.61 f （ 1-14）第八步：设计RCD缓冲箝位电路Vin OiDE VdsVoltage ratingofMOSFETVoltage MarginEffect of stary buluctanve (10-20V)Snubber capacitorReflected output voltageDC link voltage%)图1-5反激时原边电压波形PVipeaktsf10nVsn-ts二22nV。二Vro 是副边

10、反射到原边的电压；i peak为原边峰值电流;peakfs为电源工作频率。Vsn21 - i 2VsnfLlkl peakTs2 VsnnV。(1-16)VSNVSNCSN RSN fs(1-17)s 2L|kipeakVST7V：fs(1-15)PSn是箝位电路上消耗的功率；L,原边变压的漏感，原边漏感的测量方法是将所有副边绕组短路后测量出的原边电感值;Vsn箝位电容上的脉动电压，通常为箝位电压 Vsn的510%，通过公式可以算出箝位电阻Rsn和箝位电容Csn。把尖峰电压的最高值箝 位在设定范围内，这样可以防止 MOSFET被电压尖峰击穿，延长使 用寿命，但是不能把箝位电压设计的太低，因为反

11、激过冲电压也有有 用的一面。在反激作用时，它提供一个附加强制电压值来驱动电能进入副边电感，使变压器副边反激电流迅速增加，提高了变压器的传输 效率，同时减小了电阻上的损耗，这对于低压大电流输出是很有意义 的【6】。第九步：反馈电路的设计反馈电路采用光耦PC817和三端稳压器TL431的组合电路，该 电路配合稳定，电压采样和反馈信号满足高频开关电源的要求， 器件 采买方便价格便宜。VoR12VfkR13R14C9C20TL4317R15图1-6反馈网络首先需要查看PC817和TL431芯片的使用手册，根据手册上的电气参数来确定电路上的电阻和电容值。TL431的工作最小电流是1mA，光耦PC817的

12、发光二极管的导通压降是1V左右，为保证TL431 能正常工作，电阻R13取值1KQ。图1-7集电极饱和电压和反馈电流曲线PC817的正向电流在5mA以内，集电极电流Ic在17mA时，集电极饱和电压是成线性变化的。如果我们需要反馈电压是3V，那么正向电流需要小于5mA，假定光耦的CTR是100%、lf=3mA、Vo=5V, If Vo 2 2.5V （TL431 的最小压降是 2.5V） , F12=500Qo甩Ri4= R5。 C9 和TL431的是用方法是g" 1唱）当Vo=5V时'C20的作用是提供环路补偿，取值100nF第二章反激式开关电源设计实例这是反激式开关电源的实

13、际电路原理图。C11和T1可衰减有高压开关波形引起的共模干扰电流，它是由 MOSFET输出电容、原边 和副边之间分布电容及漏感在高频开关条件下共同引起的。T1的漏感与C1、C6、C7共同衰减差模干扰电流，它由梯形或三角形原边电 流波形中的基波与谐波引起。UC3842的供电方式有两种，第一种是在电路母线接通电源后， 通过启动电阻R6给电容C2充电，当电容电压高于启动电压时芯片 启动工作，这时整个电路随着芯片启动而正常工作， 这时第二种供电 方式是辅助供电绕组产生持续的工作电压为芯片供电。通过芯片的启动充电电流是12mA，可以计算出启动电阻 R6的阻值。8脚提供一个5V的基准电压，8脚通过R4给C

14、5充电在4脚产生锯齿波信号，R4、C5设定芯片的工作频率：f 丄hz。3脚是电流检测，当采Rt Ct样电阻R11的电压高于1V时，芯片自动锁死，整个电路停止工作， 电源回到重新启动状态。R3和C4的作用是滤除采样电压信号上面叠 加的一些干扰尖峰，防止芯片由于电压尖峰而误动作。 电阻和电容的取值:RC増加RC滤波器将消除电流 渡形前沿尖脉冲引起的不 稳宦性°点，fRc可取工乍频率的36倍图2-2 电流波形尖脉冲抑制UC3842内部有一个误差放大器，1脚是误差放大器的补偿端，2 脚是反相输入端。原理图的接法是将2脚接地，反馈电压信号上接上 拉电阻R7直接接到1脚的补偿端，这样可以不使用内

15、部的误差放大 器，可以提高芯片的响应速度。反馈电压信号经过两个二极管，每个 二极管的压降是0.7V，然后再取电压的三分之一与电流检测做比较， 比较器的输出进入脉宽调制锁存器， 进而调节驱动信号的占空比，使 输出达到设定的电压值。何|输出F4刑T-JUL =L图2-3UC3842内部电路图即】 洒I；I心悝谒地/rmQ1f2irc r ©6脚是驱动信号输出端，他与MOSFET之间接电阻R8、R9和反 并联二极管，用来消除 MOSFET栅极结电容产生的震荡，这样可以 消除由米勒效应带来的驱动误动作。副边绕组的输出整流二极管，选择时要注意反向耐压和平均电流。二极管的反向耐压值要大于原边导通

16、时反射到副边电压的 2倍; 二极管的电流值要大于输出最大电流的 23倍。最好选择肖特基二极 管，特点是管压降小、恢复速度快，可以减小由二极管 PN结产生的 震荡信号。CIO、C12、C13、L1组成输出滤波系统。电解电容要选取地等 效串联电阻（ESR）值的电容；L1太大会影响环路稳定，一般选择 在3.3200uH范围内即可。R16是假负载，由公式（1-19）可知，输 出电压与负载有关：负载电阻越大、输出电压越高，而负载电阻越小 则输出电压越低。这是反激式电源的特点。因此空载时必须接上本机 假负载”否则会造成输出电压过高而损坏电源器件 【72 2 2p Vo(1-18)得出VoE toN(1-1

17、9)O RL 2lPT输入电压范围(Viinemin 和 Viinemax)： AC160240V 输入电压频率（fL）: 50Hz输出电压：DC 5V输出电流：2A输出功率：PO=10W估计效率（Eff）： 0.8输入功率：Rn=12.5W，取13W工作频率：fs=50KHz工作模式：DCM 磁芯选择 ETD28/34 Ae=0.78CM2, Aw = 1.41CM2 Ap=1.1CM4 大于计算出的Ap值，磁芯符合要求。计算最大占空比：设反射电压135V，根据式DMAxROVROVMIN计算原边电感量：由式Lm(VDc DmaX，求得原边电感量2Rn fsKRFL2(160V 1.4 0.

18、376)m=5.46mH。2 13W 50KHz 1计算原边峰值电流：2 P由式IPmin 'n 求得原边电流峰值VDCnDmax得最大占空比dmax=0.376。135135 160 1.42 13W224V 0.376=0.31A变压器原边绕组匝数：由式Np讀108求出原端绕组匝数35.46 10 H 0.31A _8Np210 =108 匝0.78CM2000GS5V输出副边绕组匝数：由式Ns(V。Vd)(1Dmax)Npin (min)Dmax求得匝数Ns(5 理 0.376)108=4.8 匝5 匝224 0.37615V辅助供电绕组匝数：13.3匝，取13匝。绕制变压器的方法很多，在这里只介绍三明治”绕法，用这种方 法绕制的变压器原副边耦合好、漏感小，有助于降低原边峰值电压并 可以提升电源效率。先绕制原边匝数的一半，在磁芯的骨架上每绕满 一层就在绕组上缠绕一层绝缘胶带，一是起到层与层的绝缘作用，二 是起到了固定绕组的作用。然后依次缠5V绕组和15V绕组，最后缠 剩余的原边绕组的一半。变压器绕制完成后，把磁