RF调制并行信号的时域交织技术

1、RF调制并行信号的时域交织技术Kwang-Jin Koh, Member, IEEE , and Hedieh Elyasi, Student Member, IEEE摘要：本文提出的时域交织相控矩阵是天线矩阵中的空时滤波器和混合矩阵中的时域频域滤波器功能的一个结合。当充分利用相对较低频率的载波时，由天线矩阵采样的空间信号将在时域被混合矩阵交织以提高调制速度。当基于基频载波调制的传统的相位矩阵，在M因子时域交织矩阵中，载波频率可以通过M因子减小来实现同等功能 。 根据矩阵结构，时间交织相控矩阵可被归类为“相关噪声时域交织（ CNTI ） ”矩阵或“不相关噪声时域交织（ UNTI ） ”矩阵。在

2、CNTI矩阵，信号和相关噪声会被交织，对于信号和噪声会导致相同的滤波响应。而在UNTI矩阵只有信号在时域将被交织： 不相关的噪声将不会参与时域交织的过程。本文提供了一个广域的的噪声分析对于两个矩阵类型。为了达到最大的信噪比， 噪声滤波技术被提出并通过CAD实验仿真。在本质上，时域交织矩阵的结构是并行信号处理在RF和LO领域的结合，对于由于在高频率以耐用的系统复杂性为代价带来的有源器件速度的限制产生的补偿系统的性能缺失它有优势。关键字：模拟集成电路，天线矩阵， MIMO系统，移相器，相控矩阵，智能天线，时间交织，无线通信。1、 引言 时域交织技术已被广泛地应用于模拟电子来实现高速信号处理1。在本

3、质上，该技术是一种平行矩阵信号处理其中单个的矩阵元素以一种次优的速度操作信号处理 ，并和矩阵元素的输出 在时域并行交织。以这样的方式，整体信号处理速度可以因为时域交织的因素有效地增加。事实上，根据晶体管速度的数据限制的转换器设计2，在信号处理的平行性对于高速采样一直是一个复杂系统成功的折中 。本文提出了时域交织在相控矩阵中进行并行信号处理，在有源器件速度的限制下，使结合的相控阵收发器倾向下一个子太赫兹规则 。 在寻求通过利用经济成本效益规模的情况下，大量的研究努力已制作出集成在硅工艺相控矩阵 3 - 9 。得益于采用了逐步创新的的CMOS和SiGe BiCMOS工艺技术，该低成本的60千兆赫的

4、集成硅相控矩阵正在成为现实7 - 9。该硅相控矩阵被设想进一步向着W频段（ 75-110 GHz）和子太赫兹领域迈进，以适应不断增长的国防和商业对于高分辨率雷达/成像系统和高数据速率无线通信（ >10s Gb/s ） 的需求。而关于相位矩阵前端的W波段最近几篇文章已有发表 10 - 12 ，对最适宜的系统架构对与集成的相控阵在毫米波段的高端研究（千兆赫）仍处于起步阶段。其中一个主要的技术障碍是缺乏具有足够的输出功率信号源与在高频率下的良好的频谱纯度硅工艺技术。在本文中提出的时域交织的相控阵技术 将允许相对低频信号源，权衡当代晶体管技术，充分实现对集成的硅相控阵收发器到子太赫兹 域。总的来

5、说，本文提到的M因子，相比于传统的设计，载波频率可以被M因子减小。较低的载波频率能导致该矩阵元素较少的耦合，以及在射频输入音调和载波频率之间更广泛的光谱间隔。这将也使网络连接的一种滤波方式有效地滤出载波泄漏到射频路径，从而导致稳定的系统 操作。 时域交织相控阵的一个基本原则在第二节提出。一个广域噪声分析和噪声滤波技术，以最大限度地提高信号与噪声功率比（SNR）矩阵在第三节详细描述。 第四节说明了应用实例，在第五节做总结。所有的理论思考。本文已经通过设计系统（ADS）实验仿真证明 。2、 时间交错相控阵A、 两个元素的射频扫描阵列 图1展示出具有两个单元相控阵接收机的时域交织的矩阵的概念 。在图

6、1（a）中所展示的传统的射频扫描阵列，在两个元素之间所有输入信号将在信号合成器之前的移相器通过调节相位差对准 。和是一个输入信号的波长 。由于矩阵元素是统计上独立的，移相器之后它可以假定和 。是当前输出信号，是当前输出噪声，而且两者在两个元素之间是独立的。图1该信号可以结合到无论是平方律电源域或线性刻度电流（或电压）域4，18。在信噪比方面，两者的结合所需的技术是等同的，因为它们将给出相同的 输出信噪比如果无损结合假定为两种情况。 该组合后的基本混频器，代表典型 由一个以频率的矩形脉冲序列驱动 开关模式混频器，将 组合的信号转变到一个中间频率（IF）。 在图1（b ）的基本模式混频器是等效成两

7、个混频器，和，分别由和驱动。和的频率是占空比为25的的二分之一 ，称为子载波。当子载波之间的时间延迟是的周期时，和输出将被在最终的输出节点由一个时间交错混频器阵列进行时域交织。由于组合信号在混频器被混合输出，在混频器矩阵前的组合器将成为可被除去但保持相同的归一化阵因子的冗余。这导致形成在 1 （ c）所展示的时间交织相控阵的直接形式。 对于相关信号，在图1（b ）和（c ）的拓扑结构是等同的。在图1（b ），但是，在被添加在RF合成器后，来自每个前端元素的噪声表现得像一个信号，并且每个混频器将被一个相关噪声源驱动，称为相关噪声时域交织（ CNTI ）阵列。每一个和等效输入噪声电压会变成。在另一

8、方面中，图1（c ）中的每个混频器将由元素间不相关的噪声驱动，称为不相关的噪声时域交织（ UNTI ）阵列，和等效输入噪声电压会变成。在时域交织矩阵中，CNTI矩阵将比UNTI阵列产生少得多的输出噪声。这将在第三部分进行讨论。在图1（d）中， 一个噪声滤波器在混频器矩阵之前被运用，为这两种情况输出最大信噪比。在运用一个理想的窄带噪声滤波器后，该CNTI和UNTI矩阵的SNR性能会变得相同（见第三部分） 。B.一般M元素的矩阵 时域交织射频扫描矩阵：图2展示出 一般M元素的射频扫描相控阵。在本质上，该 在图2（a）的相控阵是一个基于时延和的横向滤波器13，14的空间滤波器。在图2（b）在M次交织

9、的CNTI矩阵，的频率能被M因子 减少，与在图2（a）中的的载波频率，以产生相同的中频输出信号。 时域交织基本上是在一个频域滤波过程 ，而TI-混频器矩阵作为基于横向滤波器的谐波 滤波器。 这一点展示在图3中，其中TI-混频器阵列可以 描述为由驱动的单个混频器;是 被由一系列的延迟（）和统一重要元素（）组成的横向滤波器过滤的输出 。滤波器在频域中的传输功能 是 （1）作为一个实际的考虑，采取两种频率为的子载波，其具有任意一个周期 如图4所示。图2图3单极子载波为：双极差分载波：图4图5 由于子载波只包含基本的色调和HAR-monics，将被改写为在（4）中表示谐网络连接滤波器的传递函数选择副载

10、波的唯一的谐波音。图2（c）中所示的UNTI相控阵将相控阵中的空域滤波功能和混频器矩阵的频域谐波滤波一体化即：由天线矩阵空间采样的信号会由混频器阵列进行时域交织。需要注意的是，长矩阵（用于信号的偶数交织），副载波需要包含偶次谐波。（2）时域交织LO-或IF-扫描矩阵：根据 应用，时域交织相控矩阵还可以 被配置在LO-IF扫描架构如图5所示 。在基于LO扫描系统M-阵中，获得的LO相位范围将被M因子缩小。 然而，在LO路径的移相器将需要M次更高相位解决方法来获得相同的相位精确性，正如在RF和IF中的移相器一样。对于不管是LO或者IF扫描矩阵，噪声滤波在混频矩阵之前一直被运用来使信噪比达到最大。就

11、波束容量而言，其等同于RF扫描CNTI矩阵，导致同样的矩阵因素。然而，在无线信道中有强干扰的情况下，RF扫描CNTI矩阵将比LO或者IF扫描矩阵更优越 。折中将会是被RF合成器强加的系统负担，例如设备额外的损失，或者增加的非线性和功耗消费在设备中。对于这些矩阵，时域交织技术有M因子减少混合频率，增加了LO路径设计的可扩展性，缓解了LO到RF系统的耦合问题。A 50%占空比的三个元素的RF扫描矩阵 图6考虑了两三个元素的想位矩阵。对于两种情况，假设来自每一个矩阵元素的移相后的信号相位被排列;由前端路径 一个放大器滤波器和移相器提供的功率增益同的噪声系数;和双极子载波有50的占空比。两个矩阵承担滤

12、波能力在三个抽头横向谐波滤波器。图6 如图 6，因此，最有统治力的频谱的音色 后谐波滤波（或时间交织）是第三谐波（）子载波的基石，它可以被用来将信号变频到IF频带 （）。在这种情况下，归一化的信号功率的增益（）， 用于 在图 6中的两个阵列可定义为 （5）这里是一个对应每个元素的的输入信号；是最终对应每个元素的的输出信号；是谐波滤波器。代表理想混合矩阵。1、 没有噪声滤波器的矩阵噪声在图6中的每一个混频器将被不相关的原始噪声驱动。来自子载波的谐波的噪声频偏将被解调成同样的跟信号一样的IF频率。如果一个相等的噪声功率，解调后的每一个噪声功率将同样可以被给出：不相关的噪声输出将在功率上被相加，导致

13、在最终的噪声输出噪声功率会增加和的比值，被记为，表示的是UNTI混合矩阵的噪声因素 （8）跟单个路径输入源噪声相关的有效总噪声因素将变成。注意到对于基本的模式基于不同相位调制的转换混合器，调制过程中有效的噪声因素将会是。噪声因素可以被用作一个参考阵列来比较不同矩阵的信噪比性能。 在图6（b）所示的CNTI矩阵中，噪声在混频矩阵驱动之前变得相关。因此，像信号一样，噪声会被混频矩阵中的横向谐波滤波器变形。滤波之后，（9）式表示在每一个CNTI矩阵路径的相关输出噪声，给出了一个最终的噪声功率增益。这个过程增益来自矩阵由相关信号和随机噪声结合的结构，信噪比将会因为矩阵数量因素而增加。得益于谐波滤波，C

14、NTI矩阵比UNTI展现更少的噪声因素，如下： （11）在普通的没有噪声滤波的M矩阵中，CNTI矩阵将减少倍的噪声功率比UNTI矩阵。2、 有滤波器的矩阵噪声 提出的时域矩阵技术，噪声滤波可以有效地减低噪声功率。假设滤波器带宽将比更宽，来抑制双边带噪声，但是又足够提取有用信号。通过理想情况下的滤波之后，信号功率增益能够维持跟其他几种情况一样。然而，噪声滤波将戏剧性的减少输出噪声功率。输出噪声功率将在（12）式和（13）式中被给出对于UNTI和CNTI矩阵，边带滤波获得一个相等而且最小的噪声功率，导致噪声因素变化如下：注意到一个理想的基于正弦曲线增加的混频器将产生,因为双边带噪声。时域交织矩阵噪

15、声滤波将导致三倍更大的输出信噪比比单元素矩阵。BFS将丢掉子载波基础性不足的缺点，缓解耦合问题。B、任意占空比的M元素矩阵1、 信号功率增益：在时域交织的M元素矩阵中，第M个子载波将成为对于频率混合最适宜的选择。输出信号功率增益将被表示为（15）式对于每一个子载波：2、对于不同的子载波，仅仅偶数的矩阵被允许，因为单级的子载波不强加于这个限制，跟50%占空比一样。2、 无滤波噪声功率增益 在CNTI矩阵中，每一个混合噪声的相关噪声输入为。噪声将会因为混合矩阵中的横向滤波器而形变。因此，相等的输出噪声电压将会是：相关输出噪声功率和功率增益可以被表示为：对于每一种情况的子载波，将会给出噪声功率增益：

16、在UNTI矩中的不相关的噪声不能被滤掉，输出噪声功率和功率增益如下：由于缺少的相关性，在UNTI矩中的噪声功率增益仅仅是子载波功率的总和，因为子载波占空比。在UNTI矩中，一个最适宜的对于最大信噪比的占空比（）可能被发现作为最大的，导致在最适宜状态下3、 边带滤波的噪声功率增益：在边带滤波情况下，噪声功率增益对于双边带将是一样的计算：当考虑有限的提取时，相关和不相关噪声功率将被表示为：在（22）式和（23）式中，是一个有限的提取比4、 高通滤波器的噪声功率增益：在UNTI矩阵中的噪声性能可以用一个高通滤波器进行本质上的提升。在一个周期矩形脉冲载波中，大部分的载波能量都被集中在低系谐波中。因此，

17、通过丢掉不参与信号调制的低系噪声周围的噪声，噪声功率可以被有效的减少。通常，在M元素矩阵中，来自DC到第（M-1）个谐波的噪声将被高通滤波器丢掉。丢掉后，在UNTI机组很中的噪声功率增益将可以被表示为：在CNTI矩阵中，HPS将丢掉DC周围的噪声，同时增加。然而，在混合矩阵中的实际的有限的时延和增益不匹配将会导致不完美的谐波滤波，降低噪声性能。因此，实际上噪声功率增益将会增加,不管是CNTI矩阵还是UNTI矩阵。在CNTI矩阵中的噪声功率增益将可以表示为：图9图10C、实验仿真 之前的部分中的数学式达式已经在ADS系统中被证明。对于三个元素矩阵的的典型结果已经在图9和图10中展示过。图9（a）

18、和（b）是结果当单级的载波以及不同的载波。对于这种情况，虚线是基于表达式（15）（18）（19）的理论结果；矩形的和三角形的是ADS系统的实验仿真结果。理论的结果可以实验仿真结果进行比对。谈到没有噪声滤波的噪声表现，CNTI矩阵比UNTI矩阵表现要好。 而且，没有噪声滤波，在CNTI矩阵中的信噪比将变得对占空比更灵敏。占空比为50%的最适宜信噪比可以在图9中看到。一个理想的边带噪声滤波让矩阵信噪比性能表现变得不再对占空比那么灵敏。并且，导致一个最小的=2/M的噪声因素对于M元素矩阵，不管矩阵结构和子载波类型。 对于3个元素的UNTI矩阵，一个理想的高通噪声滤波也被应用，结果如图10所示。在观察

19、到理论结果和实验仿真结果比较吻合的情况下，高通滤波器也让占空比为50%成为一个最大信噪比最适宜的占空比。当=50%时，理论上91.5%的噪声功率将被丢弃。而在另一种情况中，输出噪声功率将被减至81%。值得强调的是，噪声滤波允许50%的占空比，来获取最大的信噪比。没有噪声滤波，将会带来一个设计负担，特别是在高频率时，为了改良噪声性能。图11D、边带滤波器性能 为了研究针对噪声滤波的边带滤波器的性能，让我们假定由图11中的LAN和移相器组成的RF有一个理想的衰落边带增益特性。对于一个最小的信号损失，BPF因该被集中到RF注入频率。在这种情况下，通常滤波响应如下： 在假设用低IF或者M阵时域交织处理

20、窄带信号过程中，可以接近到，这里是子载波频率。通常，被BPF滤掉的的谐波将变成将27式代入到23式中，得到在有限的滤波质量因素下的输出噪声功率增益。 图11（b）展示了计算出的M=3情况下不同的子载波的。对于一个理想的BPF，最小的是。显然，对于每一个要获得最小的LC，一个更低序的BPF将需要一个更高的Q。注意到，这个BPF需求将可以用一个窄带LNA加上一个移相器的方式实现。因此，实际上，BPF在RF天线或者移相器处理混合矩阵是可以被用作一个负荷。 在被提出的时域交织类型转换混合阵中，不理想的波形发生器就像是LO信号或者非线性影响中的延时不匹配，将会导致次生谐波。这些谐波轮流调节噪声以致其和I

21、F边带信号一样，降低NF。消除混叠的边带噪声滤波将被次生谐波减小噪声混叠，避免信噪比降低。时域交织详细的不匹配分析和不匹配影响将展示在16式中。4、 应用实例在实际应用中，如图12所示，时域交织可以被应用在不同阶段的想位矩阵层次。典型的性能表现是基于Cadence Spectre 的仿真设计的0.13um SIGE BiCMOS 94GHz技术。对于图12（a）中传统的情况，在仿真中选择=4GHz和。BPF的作用被运用在LAN和移相器中，导致大约10%的极小的BW在94GHz的中心（K=2，Q=6.44）.图12 每一个矩阵结构针对不同的应用、矩阵大小、以及无线信道环境都有自己的赞成者和反对者。在典型的应用中，它将被挑战来产生90GHz的子载波。在图12中的CNTI矩阵减小了LO的速度负担。在大规模合成的信号中，CNTI矩阵中的多级RF合成器将是昂贵的，因为潜在的芯片成本增加。大约1.5dB的功率损失是一个来自电磁仿真的估计。在元素领域应用时域交织技术，正如在图12中UNTI矩阵中一样。对于数字光波发生器，如果信号通过移相器，UNTI矩阵可以提供更好