多路输出反激式开关电源设计

1、多路输出反激式开关电源设计摘 要:以UC3844芯片为控制核心，设计并制作了多路输出反激式开关电源。完成了多路输出反激式开关电源系统设计，完成具体模块电路详细设计，包括 EMI 滤波电路、前级保护和整流桥电路、缓冲吸收电路、高频变压器、UC3844的启动与驱动电路、电流检测和过流保护电路等。合理选择、设计和分配了开关电源各电路参数；设计出电路原理图，根据设计规范制作出 PCB，并组装出电源样机，最后对设计的样机进行测试验证。开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规范小于 80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。关键词：开关电源；反

2、激式；UC3844；模块化 Design of Multi-output Flyback Switching Power Supply Abstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits inc

3、lude EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonabl

4、y. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final.The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet t

5、he design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance.Keywords: switch power supply；flyback；UC3844；Modular目 录1 概 述11.1 课题研究背景与意义11.2 课题设计内

6、容12 反激式开关电源系统分析12.1 反激变换器工作原理分析12.2 控制电路分析32.3 系统整体架构53系统设计53.1 变压器设计53.2 控制芯片选择103.3 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算123.4 缓冲吸收电路163.5 前置保护电路173.6 EMI滤波电路选择与设计173.7 输入整流滤波电路183.8 反馈电路设计203.9电流检测和过流保护电路213.10 软启动电路223.11 MOS管瞬态抑制保护电路224 系统调试234.1 硬件调试234.2 空载输出电压波形测量234.3 纹波测量与分析235 结 束 语27参考文献28致 谢29附 录30附录1 多路输出

7、反激式开关电源原理图31附录2 多路输出反激式开关电源PCB图32附录3 多路输出反激式开关电源系统元器件清单33南通农业职业技术学院学生毕业论文多路输出反激式开关电源设计1 概 述 1.1 课题研究背景与意义 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电力电子设备都离不开可靠的电源，其供电一般采用开关电源。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。在建设资源节约型、环保示范型社会的大背景下，具有高效节能、安全环保、短小轻薄等方面优点的开关电源已经

8、成为本学科一个重要的研究热点。其中反激式开关电源，是开关电源拓扑中最简单的一种。输出变压器同时充当储能电感，整个电源体积小、结构简单，可同时输出多路互相隔离的电压，所以得到广泛应用。本次毕业设计制作的多路输出反激式开关电源是为各种电力电子器件供电。1.2 课题设计内容设计多路输出的反激式开关电源，指标如下：(1) 输入电压：AC220V±10%(2) 输出电压五组：三路+15V(1.0A)、两路+5V（1.0A）(3) 输出电压纹波:VPP80mV(4) 工作频率：100KHz(5) 最大占空比：Dmax=0.42(6) 效率=75%(7) 总功率：55W给出电源主电路与控制电路的设

9、计清单。用protel软件进行电源电路原理图与PCB图的设计，进行电路调试，对调试过程中出现的问题进行分析处理，获得多路输出反激式开关电源原理样机。2 反激式开关电源系统分析 本节完成主变换电路拓扑结构的选择，对控制电路调节方式进行选取，分析给出系统整体架构图，为开关电源各电路模块设计奠定基础。2.1 反激变换器工作原理分析反激变换器由于电路简单，所用元件少，适用于多输出场合。反激变换器的拓扑结构如图2-1所示，其中T1是高频变压器，Q1是MOS管，C1、C2是滤波电容，D1为整流二极管。其基本工作原理是：当开光管Q1 开通时变压器原边导通，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量；Q1 关

10、断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经 D1 整流、C2 滤波后供负载使用。通过PWM脉冲产生电路改变开关脉冲占空比和变压器的变比可以很容易的实现大范围的电压调整。图2-1 反激变换器的拓扑结构2.1.1工作方式选取反激式开关电源主要有两种基本工作模式：(1)连续工作模式，简称 CCM；(2)不连续工作模式，简称 DCM。两种工作模式的电路原理图如图2-2所示。CCM 的工作原理：PWM 脉冲激励开关管导通，这时输入电压加在原边绕组上，原边电感储存能量，在下一次脉冲到来之前，变压器储存的能量没有释放完全，使得次级电流没有降到零便开始了下一个过程。DCM 的工作原理与 CCM 相比的不同点是

11、在下一次脉冲到来之前，变压器储存的能量已经释放完全，次级电流已经降到零，下一个过程初级的电流又开始从零增加。所以 CCM的特点是高频变压器在每个开关周期，都是从非零的能量储存状态开始的。DCM的特点是储存在高频变压器中的能量在每个开关周期内都要完全释放掉，可以得出两种模式下纹波电流与峰值电流的不同关系。DCM 的开关电流从一定幅度开始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零，初级脉动电流与峰值电流 的比例系数 1.0。DCM 的开关电流则是从零开始上升到峰值，再迅速降到零，=1.0 。利用 IR与IPK 的比例关系 (01.0) 的数值，可以定量地描述开关电源的工作模式，其中 的关系如式(2-1)所

12、示 图2-2 工作模式 （2-1）实际上 CCM 与 DCM 之间并无严格界限，而是存在一个过渡过程。对于给定的交流输入范围，值较小时对应连续的工作模式和相对较大的初级电感量，并且初级峰值电流和初级有效值电流值较小,这时可选用较小功率的控制器件和较大尺寸的高频变压器来实现优化设计。反之，值较大，就表示连续程度较差，初级电感量较小，而 与 较大，此时采用较大功率的控制器件和尺寸较小的高频变压器。 通过查阅相关资料，采用 CCM 可比 DCM 减小功耗大约为 25%左右。对于同样的输出功率，采用 CCM 可使用功率较小的控制芯片，或者允许控制芯片工作在较低的损耗下。此外，设计成 CCM时，初级电路

13、中的交流成分要比 DCM低，并能减小趋肤效应以及高频变压器的损耗。本设计选取 1.0，即工作于CCM模式。2.2 控制电路分析在开关电源中，控制电路的主要功能是为开关管提供比率可调的驱动脉冲，从而达到稳定输出电压的目的。常用的调制方式有三种：PWM 脉宽调制、PFM 脉频调制和PWM-PFM 调宽调频混合电路。2.2.1 PWM脉冲宽度调制PWM 调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，使输出脉冲宽度发生变化的一种调制方式。在调制期间脉冲周期 T 是固定不变的。不论是负载电流发生变化，还是输入电压发生变化，都会引起输出电压的变化，通过反馈采样这个变化，然后经过稳压控制系统，最终使输出脉冲宽度改

14、变，从而达到输出稳定电压的目的。脉冲宽度调制变化如图 2-3 所示，T不变，Ton发生变化，即脉冲宽度改变。图2-3 PWM 调节方式2.2.2 PFM脉冲频率调制PFM 调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，使输出脉冲周期发生变化的一种调制方式。脉冲频率调制变化如图 2-4 所示，Ton不变，即脉冲宽度不变化，而周期发生变化，即频率改变。图2-4 PFM 调节方式2.2.3 PWM-PFM脉宽脉频综合调制PWM-PFM 脉宽脉频综合调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，不但使输出脉冲宽度发生变化，而且频率也同时发生变化的一种调制方式。PWM-PFM调制方式是同时改变周期 T 和导通时间

15、Ton两个参数来实现输出电压的稳定。PWMPFM 兼有 PWM 和 PFM 的优点，调制过程如图 2-5 所示。图2-5 PWM-PFM 综合调节方式本设计采用第一种 PWM 调制方式，属于 PWM 调制方式中的电流反馈模式。调制过程是当控制芯片UC3844的检测端电流在规定的范围内，UC3844输出占空比与检测端电流成反比。通过检测端电流的大小来改变占空比的大小，实现 PWM 调制，从而达到稳定电压的目的。2.3 系统整体架构多路输出反激式开关电源系统设计整体架构如图2-6所示，主要包括：前级保护电路、EMI 滤波电路、整流滤波电路、漏磁吸收回路、输出整流滤波电路、反馈电路、主控制电路等。图

16、 2-6 系统整体架构图工作过程分析：接入 220V 交流电 ui；经过保护电路之后；进行 EMI 电磁滤波，滤除电源接入噪声和自身噪声干扰；桥式整流为310V左右的直流电压；通过反激式主变换电路进行电压变换，主电路包括全波整流、滤波、高频变压器、漏磁吸收回路和功率开关管；经过变压器二次侧变换之后送至后级同步整流电路进行整流滤波；如输出滤波效果不明显，可增加后级滤波电路；在交流输入电压波动时，为了保证输出稳定，需要进行负反馈调节，从后级输出Uo端进行采样，采样信号送至控制电路，经过取样、比较、放大等环节产生比率可调的脉冲信号来控制开关管作出相应调整，从而使输出稳定。3系统设计 设计的多路输出反

17、激式开关电源原理图如附录1所示。本章基于系统设计整体架构，根据设计电源的功能要求和性能指标，完成了变压器的设计及各部分具体电路模块分析、设计、参数计算及选取。3.1 变压器设计 变压器的设计在开关电源的设计过程中尤为重要，电源的性能将取决于变压器设计的合理性。如图3-1所示为变压器的设计基本流程。图3-1变压器的设计基本流程3.1.1 估算输出和输入功率根据设计输出电压电流的大小，计算总的输出功率如式(3-1)所示： (3-1)根据输出功率和效率，计算输入功率如式(3-2)所示： (3-2)3.1.2计算最小和最大直流输入电压及电流交流电经过整流桥后，其最小和最大输入直流电压可由式(3-3)和

18、(3-4)计算： (3-3) (3-4)其中(3-3)式中减去的 40V 为直流纹波及整流桥压降之和的经验值，在计算最小值时使用。MOSFET，额定电压为600V，故在VINMAX处，必须保留至少30V的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过570V。漏极电压为VIN+Vz，于是有 VIN+Vz=242+Vz570 (3-5) Vz 570一342=228V (3-6)需选择标准的180V稳压管。 若以Vz/VOR为函数画出上述钳位损耗曲线可发现。在所有情况下，VZ/VOR=1.4均为消耗曲线上的明显下降点。因此选择此位作为最优比。则有 (3-7)5V输出二极管正向压降为0.6V，则匝比为 (3-

19、8)15V输出电压通常需经后级线性调整器调整。此种情况下，必须使变压器提供高于输出(最终所需的15V）35V的电压。为线性调整器正常工作提供必要的裕量。此裕量不仅能满足调整器的最小压差，而且一般也可使其在所有负载情况下均能得到已调整的15V。然而，也有些智能的交叉调整技术使得我们可以省掉此线性调整器。尤其是在对于调整后的15V电压要求不高，或是保证输出为最小负载时。本设计中三路15V无后级调整器，可得15V输出所需匝比为128/(15+l)=8，其中假设二极管有1V压降。根据所计算的最小和最大输入直流电压，可以算出最小和最大直流输入电流如式(3-9)和(3-10)所示： (3-9) (3-10

20、)3.1.3 计算脉冲信号最大占空比当电网电压在220V10% 范围内变化时,经全波整流后的直流输入电压最小为为240V，最大为为 342V。最大占空比计算如式(3-11)所示： (3-11)其中为反射电压，是指当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电压感应到初级端的电压值。对于本设计所用的UC3844 器件来说，160V,本设计计算时取=160V，为主开关导通时 D、S 间压降，典型值为15V。通过计算得到： (3-12)3.1.4 估算峰值电流和纹波电流 平均电流I AVG和峰值电流I PK可由式(3-13)和（3-14）计算： (3-13) (3-14) K RP一般取 0.4；

21、对于 230V 的交流输入，K RP一般取 0.6。一般来讲，单片反激开关电源工作于 CCM 连续工作模式，此时。根据所用器件资料，本设计取 为 0.7。纹波电流计算公式如(3-15)所示： (3-15)代入相关数值，可得到： (3-16)3.1.5 磁芯尺寸确定方法设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁心的能量储存能力。若无气隙，磁心一旦存储少许能量就容易达到饱和。但对应所需r值，还应确保L值大小。故若所加气除太大，则必然导致匝数增多这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须就实用进行折中选择，通常采用如下公式(一般应用于铁氧体磁心.且适用于所有拓扑

22、) (3-17)其中的单位为KHZ设计变压器时，因需降低高颇铜耗、减小变压器体积等各种原因，通常将r值设定为0.5左右。由此可得 (3-18)于是开始选取这个体积(或更大)的磁心。在El-40中可以找到，其等效长度和面积在它的规格说明中己给出 (3-19) (3-20) (3-21)稍大于所需尺寸，但刚好满足要求。电压相关方程 (3-22)使B与L相关联。由于给定频率的r和L表达式等效,故结合这些公式，磁通密度变化取最大值(通过r),即可得到非常有用的关于r(为MKS制单位)的电压相关方程式 (3-23) 所以若无材料的磁导率、磁隙等信息。只要已知磁心面积Ae与其磁通密度变化范围，仍能得到所求

23、的匝数值。对于大多数的铁氧体磁心,不管有无磁隙。磁通密度变化都不能超过0.3T。所以求解N为(此处N为np，一次绕组匝数) 匝 (3-24)5V输出的二次绕组匝数为 匝 (3-25) 匝数值需为整数，但若将其约等于1匝将会导致产生较大的漏感，所以一般取匝数值为 =2匝 (3-26)根据相同的变比(VOR不变) 匝 (3-27)15V输出绕组匝数通过计算得 匝 (3-28)其中假定5V输出二极管有0.6V的压降,15V输出二极管有1V压降。实际磁通密度变化范围再根据电压参数方程，解得B为 (3-29)但事实上并非必须使用以上方程计算。因为我们知道BPK与匝数成反比。所以如果已知31匝对应0.3T

24、，则对应46匝的Bpk应等于(保持L、r不变) (3-30)磁通密度的摆幅与幅值的关系为 (3-32)如果开始将磁通密度变化设定为0.3T，当二次匝数约成整数后(只进位不舍去)，很有可能得到较小的磁通密度变化，如上所述。由此所得值不但可预期估算，而且可接受。但注意到电源电压上升或下降时，变换器继续穗压的同时，磁通密度变化范围将变得更大。这就是为何需准确设定最大的占空比和(或是)电流限制，否则变压器或电感会饱和，开关将会被损坏。具有快速电流控制和快速开关的高性价比反激变换器设计。允许峰值磁通密度变化取为0.42T。但一般实际工作磁通密度变化范围为0.3T或是更少。磁隙最后,必须要考虑到材料的磁导

25、率，L与磁导率相关的方程有 (3-33)其中z为气隙系数 (3-34)所以z = 21.33最后，求解气隙长度 (3-35) (3-36)由于EI-40是在两边磁柱上播入气隙，则两边的气隙垫片就必须为上述计算值的一半，这样才能得到所需要的总气隙长度。3.2 控制芯片选择开关电源的控制核心是PWM控制芯片，这个芯片有很多选择。有UC184x/284x/384x三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围，UC184x是军用的，UC 284x是工业级的，UC384x是商品级的。因此，肯定选择UC384x系列。在同一级别里，分别有UC3842, UC3843, UC3844, UC3845四个型号，如表3

26、-1所示。在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为: (3-37)其中表示占空比。表3-1 UC384x系列芯片型号工作电压最大占空比UC38421016V95%UC38437.68.595%UC38441016V50%UC38457.6 8.550%从公式（3-37）中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。在晶体管时代（BJT）找到耐压超过800V的大功率管子是很困难的事，而网电的220在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V，因此几乎所有的资料中对单端反激结构的占空比的设

27、计都是45%。UC3844相对于同系列的UC384x，最大的优点是占空比不超过50%，防止开机瞬间或负载短路时，变压器可能出现的饱和现象。这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。PWM控制芯片UC3844的框图，如图 3-2所示：图3-2 UC3844的简化框图UC3844系列是专门设计用于离线和直流到直流变换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决力一案。管脚功能如表3-2所示。表3-2 UC3844系列管脚功能管脚功能说明8-管脚14-管脚11补偿该管脚为误差放大输出，井可用于环路补偿。23电压反馈该管脚是误差放大器的反相输入

28、，通常通过一个电阻分压器连至开关电源输出。35电流取样一个正比于电感器电流的电压接到这个输入，脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通。47RT/CT通过将电阻RT连至Vref并将电容CT连至地，使得振荡器频率和最大输出占空比可调。工作频率可达1.0 MHZ.5-地该管脚是控制电路和电源的公共地(仅对8管脚封装而言)610输出该输出直接驱动功率MOSFET的栅极，高达1.0A的峰值电流由此管脚拉和灌，输出开关频率为振荡器频率的一半。712Vcc该管脚是控制集成电路的正电源。814Vref该管脚为参考输出，它经电阻RT向电容CT提供充电电流。8电源地该管脚是一个接回到电源的分离电源地返回端(仅对1

29、4管脚封装而言)，用于减少控制电路中开关瞬态噪声的影响。11Vc输出高态(VOH)由加到此管脚的电压设定(仅对14管脚封装而言)。通过分离的电源连接，可以减小控制电路中开关瞬态噪声的影响。9地该管脚是控制电路地返回端(仅对14管脚封装而言)，并被接回电源地。2,4,6,13空脚无连接(仅对14管脚封装而言)。这些管脚没有内部连接。3.3 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算3.3.1 UC3844驱动电路 UC3844的启动电压为+16V,电源开启后，交流电经过整流滤波后得到的直流电，通过电阻的降压后给C18充电，一旦C18的电压达到16V，芯片启动产生波形驱动信号，经串联在MOSFET栅极的阻

30、尼电阻（阻尼电阻可防止开关管自激振荡），驱动开关管的开关。电源进入正常工作，变压器的副边绕组的产生的交流电经D8整流滤后为芯片供电。首先要解决的就是 PWM 芯片的供电问题，对于 UC3844 这款芯片来说，常用的供电电路是这个样的：整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻R4向芯片供电，当电源开始工作以后，由馈电绕组 T2 接替向芯片供电的任务。为了使芯片正常工作，第一就是要选择一个合适的大阻值的电阻向芯片供电。先要了解一下一些已知条件：芯片的工作电压是 1016V，要使芯片开始工作必须使芯片的供电电压达到 16V 以上；芯片的一般工作电流是10mA，待机电流是0.5mA（0.5mA是最大值，标

31、准值是0.3mA）；芯片的最大工作电压是 36V，芯片内部有一个 36V 的稳压二极管，齐纳电流是 20mA；图3-3 UC3844的驱动电路先考虑最坏情况下，芯片不能损坏的电阻值：也就是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，此时输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在 30mA 的电流下不能超过 36V。假设电源电压是 220+10%，则整流滤波后的直流电压是 342V，则电阻值 R 的取值就是： （3-38）也就是说电阻的取值最小不能小于 10K；接下来考虑这个电阻取值的最大值，这个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能满足启动要求的 16V，也就是说供电电流大于 0.5mA

32、时芯片仍能得到 16V 的电压。假设电源电压是 220-10%，则整流滤波后的直流电压是 198V，则电阻值 R 的取值就是： （3-39）即电阻的取值应该在 10K364K 之间。上面是极限值的计算，接下来计算比较一般的情况，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持下能够正常工作，芯片的功耗又不致过大，那么应该为芯片选择个较为理想的工作电压，若为是12V，即馈电绕组的输出是 12V。那么这个电阻的选择应该使芯片在正常工作电流时出现在芯片引脚上的电压低于 12V，则电阻值为： （3-40）即理想的电阻阻值应大于 33K。这个电阻的阻值选的过大会有下面的情况：当芯片没有开始工作时，输入电压通过这个

33、电阻向芯片电源上的滤波电容 C6 充电，直到电压达到 16V 以后芯片才会开始工作。如果这个电阻设置的过大，则在这个滤波电容 C6 有一定容量的条件下，这个充电过程会比较长，甚至会在为电源接通输入后，电源会等一会儿然后才开始工作。这种状况不是很好，所以这个电阻不宜取得过大。因此决定把这个电阻选为 39K。在这个取值上，电阻的功率并不是很大的问题，假设 342 伏的电压全部加在电阻上，电阻的功耗是3W，但因为它基本上是在芯片启动的那一段时间工作，所以用个 12 W的电阻都可以。但是必须注意到这是一个有耐压要求的电阻，基本上这应该是一个耐压 300V 的电阻，留出余量以后选用 400V 的耐压档位

34、是比较理想的。选定了这个电阻，其他的部分就相对简单一点了。首先是滤波用的电容，这里电容的取值是这样确定的，当电容充电到 16V 的时候，电路开始工作，除了电路本身逻辑要消耗10mA的电流，驱动开关管还需要额外消耗40mA电流，那么总的电流消耗大致算 50mA；而由于软启动（后面会详细介绍）、电源的逐渐稳定等等因素存在，可能在 10ms 内无法由馈电回路提供电源，此时芯片就要消耗电容存储的能量。这个存储的能量必须在 10ms 内维持不能跌落到 10V 以下，否则芯片会再次进入欠压锁定。那么在 10ms 内维持 50mA 的电流，需要的电量就是： （3-41）则电容量要满足： （3-42）实际选择

35、 100uF，耐压 36V 的型号，再并联一个 0.1uF 的无极性的电容减少铝电解电容的 ESR 较大的影响。这个电容如果太大，会像前面说的，电路的启动过程太慢，注意这可不是通常说的对电路有保护作用的软启动。所以电容值适当就好。馈电绕组的整流二极管选用肖特基二极管，耐压超过 36V（超过芯片内的稳压二极管，这样在芯片没有正常工作时不致被反向击穿），电流超过 100mA 即可。开关管的选择需要做一些计算，所以除了这个是个有一定耐压要求的功率 MOS 管，先画在原理图上，其他的留待后面解决。在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，这里说一下其他的一些部分。首先是栅极电阻R12，这

36、个电阻的存在可以抑制由于 MOS 管的结间电容、引线电感等引起的高频振荡，这种振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被察觉但却带来严重的损耗和噪声辐射。通常这个电阻为20欧左右。此外，通常 MOS 管的栅极具有一个极限的电压，这个电压一般是 25V，即便是高耐压的管子这个电压也就 30V，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的 VCC 引脚的，而在电路的结构上这个引脚是有可能出现 36V 的电压的（尽管可能性极小，只出现在馈电绕组的电压异常升高时，例如反馈系统故障），这样就会带来 MOS 管门极被击穿的后果，所以通常这里需要加一个保护用的稳压二极管，本设计更倾向于加一个电压为 25V 的高速 TV

37、S 管，即D20，这种 TVS 管具有比较小的结间电容，从而对 MOS 管驱动的影响更小一点。3.3.1 UC3844控制电路的定时电阻和电容计算决定芯片输出频率的是定时电阻和电容，但在开始的时候必须先介绍一下芯片的电压基准。在芯片内部有一个 5V 的电压基准（对于军品和工业品级的芯片这个基准的精度是 1%，而商用级的是 2%），这个电压基准是很有用的，首先它被用来给定时电路充电，其次可以用于电压反馈电路的供电，最后可以用来在调试初期判断芯片是否正常工作。在芯片的数据手册里，说明了在定时部分，这个 5V 电压首先通过定时电阻 RT向定时电容CT充电，当CT充电到 2.8V 时，会触发一个 8.

38、3mA 的电流源对电容放电，放电到 1.2V 时停止放电，电容再次开始充电。这个充电-放电的过程周而复始，从而确定了芯片的振荡频率。在 3842/3843 芯片中，这个振荡频率就是输出的开关频率，而在 3844/3845 芯片中，还有一个额外的逻辑在振荡器输出波形中每 2 个减掉一个，进而形成最大 50%的占空比。 另一方面，这一对定时电阻和电容不光决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片输出波形的最大占空比。这个机制是这样的：不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在定时电路的充电期内输出高电平。芯片数据手册的时序图就体现了这个情况。定时电路的电阻较大而电容较小，则充电的过程

39、较长而放电的过程较短，那么输出波形的占空比就可以很大；右侧定时电路的电阻较小而电容较大，那么放电过程就会占整个振荡周期的相当时间，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。图3-4时序图在开关电源最初问世的时候，受晶体管工作速度的影响，而如今已经有工作在数兆赫兹的开关电源。一般来说随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就可以做的更小，但是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。在一个正常的设计中不应该追求过高的工作频率，在这次设计的电源里，计划的开关频率是100KHz，也是就芯片的振荡频率在 200KHz 上下。因为具体的振荡频率要结合开关变压器的设计进行，所以在原理设计

40、阶段，大体上工作频率有一个预期就可以了，随着工作的深入这个值会被确定下来。在这个部分要注意因为定时电阻、电容决定芯片的工作频率，而这个频率是整个电源工作的重点，所以这两个元件应选择精度较、稳定性都比较好的型号。不能随便决定这两个元件，比如一般的金属膜电阻精度是±5%，电容的精度是±20%，芯片电压基准的±2%，再算上温度漂移以及阻值、容量随寿命的变化，很可能会出现电源一生产出来就有的能用有的则不能，冷机能用而热机不能。所以这里的电阻要±0.5%±1%的金属膜电阻，而电容应选择±5%的聚丙烯（CBB）电容或聚硫化苯（PPS）电容。3.4

41、 缓冲吸收电路RCD 吸收电路可加在变压器原边两端或开关管两端，电路拓扑如图 3-5 所示，前者称为 RCD 箝位，后者称为 RCD 缓冲，也可将它们组合使用。RCD 箝位电路比 RCD缓冲电路更适合于在反激变换器中应用。这类电路特为：电路拓扑简洁；开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C上，开关管漏源电压被箝位；漏感能量消耗在电阻R上，变换效率较低。(a) RCD 箝位电路 (b) RCD 缓冲电路图3-5 RCD 吸收电路本设计是将RCD钳位电路与RCD缓冲电路组合，选用了电阻、电容和阻塞二极管构成的钳位电路。为了使开关管在关断的瞬间产生的很高的电压尖峰脉冲，不容易使开关管由于电压急剧升高

42、而损坏，并且使电流采样和输出电压的波形出现很尖的脉冲，不影响系统的稳定工作，即采用如图3-6所示的缓冲吸收电路，即。其中R2、C1和D2构成反激变压器的吸收电路、C12、R5和D4构成开关管的缓冲吸收电路。图3-6 缓冲吸收电路3.5 前置保护电路设备的安全、可靠性在很大程度上依赖于开关电源的保护电路。据不完全统计，电子设备的安全、可靠性问题80%源于设计。输入端保护电路是为了保护整个电源的安全而设计的。主要有以下几种结构，如图3-7 所示。图 3-7 保护电路的各种类型其中 FU 是熔断丝，RF是熔断电阻器，RT是负温度系数热敏电阻器，RV压敏电阻器。其中熔断丝起过流保护的功能，负温度系数热

43、敏电阻器可进行通电瞬间的过流保护，压敏电阻可吸收浪涌电压，防雷击保护。根据具体需要，本设计选用保护电路a，熔断丝采用 2A/250V 熔断管。3.6 EMI滤波电路选择与设计 由于开关电源工作时，电源进线会引入外界的干扰，同时电源本身也是一干扰源，通过耦合通道对电网、开关电源本身和其他设备产生干扰。在电源输入端采用了EMI滤波器，来消除共模干扰和差模干扰。降低 EMI 的方案有两种：一种是采用简单的型滤波器和一个 Y 电容；另外一种是由共模电感、X电容和Y 电容构成的 EMI 滤波器。常用交流输入开关电源常用的四种 EMI 滤波器如下图 3-8 所示。 图3-8四种EMI滤波器结构图 a 和图

44、 b 均属于简易型 EMI 滤波器，其中L为共模电感，图 a、图 b 中的明显区别就是滤除差模干扰电容的位置不同。图c 中 C3、C4和 L 是用来滤除共模干扰的，而 C1和 C2是用来滤除差摸干扰的。当出现共模干扰时，共模电感中的两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，对共模信号呈现很大的感抗，从而抑制了共模信号的干扰。其中R 为泄放电阻，可将 C3上累积的电荷释放掉，避免因电荷累积进而影响滤波特性，另外断电后还能使电源的输入端之间不带电，保证操作者安全。图 d 与图 c 的区别是把抑制共模干扰的电容接到了输出端之间。本设计选择了图d,其为典型的EMI滤波器，其内有共模电感和滤波

45、电容来消除共模干扰和差模干扰。3.7 输入整流滤波电路开关电源本质上是将直流变换到直流的，所以网电的220AC并不能直接用于变换，必须加上整流和滤波。整流桥的选择主要是电流和耐压，开关电源一般采用由整流管构成的整流桥，亦可直接选用成品整流桥，完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥，是将四只硅整流管接成桥路形式，再用塑料封装而成的半导体器件，其具有体积小、使用方便、各整流管的参数一致性好等优点，可广泛用于开关电源的整流电路。由于输入电压是波动的，桥式整流后输出的是连续正半周的正弦波，前一个正弦波下降到250V，反激电源即便以限定的最大占空比也无法保证输出电压的稳定时，作为电压的极限值，而直到下

46、一个正弦波上升到这个值以上时，才会由整流桥的输出供电，而这期间，要依靠电容的放电来保证电路的正常工作，电容量必须要满足这一要求。图3-9输入整流滤波电路但是如果真的进行计算就会发现要用到三角函数等等，为了简化计算，做以下简化模型：电容上的电压在输入电压峰值到来的瞬间被充到峰值电压，此后后面电路消耗的电能全部由电容供给。该电源要求满足 AC220±22V 的电压波动，那么在整流后，最小的输入电压峰值就是： （220-22）×1.414=280V （3-43）在电路部分的实际设计中还要为这个值留一个波动的裕量，所以我要设计的电源在输入 250V 时仍能正常工作；那么电容上电压的

47、波动就是 280-250=30V；接下来要确定电容充电间隔时间，根据上面的模型可以知道这个值是 10ms：然后计算后面电路消耗的电流。原边电流峰值可由公式（3-44）求得： （3-44）Ipk:原边电流峰值（A）P：电源功率（W）q：占空比最大值V：输入电压最小值（V）按公式（3-44）计算出原边电流的峰值，其中电源功率算 55W，占空比 0.42，电压 250V，那么电流峰值就是 1.16A。这里再次简化模型以避免积分运算，以峰值电流的一半代替平均电流计算，再考虑占空比只有 45%，那么电流就还要再小一倍，得出放电电流大约是：1.16/4=0.29A。在 10ms 内以 0.29A 放电，可

48、以放掉的电荷量： （3-45）那么 （3-46）不过考虑到铝电解电容 20%的容量误差和容量会随着时间推移逐渐减少，这里我选择220uF 的电容。在大功率的电源里，这个电容的存在会影响电源的功率因数，所以有的电源设计里在电容前会加上一个电感来修正功率因数，称为 PFC（Power Factor Correction，功率因数校正），这个概念相当于用电感和电容构成一个串联谐振电路，使这个回路对 50Hz 的频率谐振，从而对外呈现纯电阻性质的负载，而不影响功率因数。本次设计采用了简单的桥式整流和一个 220uF/400V 的铝电解电容。输入整流滤波电路如图3-9所示。3.8 反馈电路设计反馈电路是

49、这个电源设计的一个关键环节，常用的有电流反馈回路和电压反馈回路。在 UC3844 的数据手册中给出的典型应用是通过馈电绕组向芯片提供电压的反馈的，为了实现这个反馈，采用了TL431和 PC817 构成一种新型精准的反馈回路。图3-10 电压反馈电路首先定性地说明这个电路工作的原理，由 R18 和 RW1组成电阻分压网络，使 TL431 的 1 脚电压与电源输出的电压相关。当由于负载消耗电能造成输出电压下降，使 TL431 的 1 脚上的电压低于 2.5V 时，TL431 开始起作用并在 3 脚吸入电流，这样光耦 PC817 的发光管就会亮起来，使得 PC817 的光敏管一端开始导通流过电流，并

50、在 R13上形成反馈电压送到误差放大器的输入端。而误差放大器的输出又管着芯片开关输出的关断（RS 触发器的 R 端），这样直到：输出电压达到12V或开关管电流达到限制或芯片本身限定的占空比的极限。在此之前输出的开关波形都不会关断，MOS管都会处于开通状态。至此完成电压反馈的过程，并实现当输出电压降低时加大开关波形占空比的目的。下面是元器件参数的选择：R18 和 RW1，一般都是 RW1用精密可调电位器。R18选10K，这个比较简单，而 RW1的值应该满足这个条件： （3-47）用 Vout=15V，Vref=2.5V（TL431 的参考电压），R18=10K 代入计算 RW1=2K；为了便于调

51、节，选择 5K 的精密可调电位器。下面是R17的值：TL431正常工作时，3 脚的电压总是 2.5V，PC817 的发光管的导通电压为 1.2V，为了让PC817 良好工作，应该在正常输出时让 PC817 的发光端有 3mA 的电流，这样就可以开始计算： （3-48）按 E24 系列有 3.7K 的电阻值。图中有一个 R电阻，这是因为 TL431 有两种，一种必须有 1mA 的偏置电流，而另一种则只需要 1uA。如果是用 1mA 的类型，在输出电压比较低时，可能通过 PC817 的电流无法满足 1mA 的偏置电流的要求，此时需要一个额外的电阻为 TL431 提供基本的偏置电流。这个电阻的选择很

52、简单，按1mA的电流去算就可以了。本次设计的这个电源是15V，所以实际的电路中不用这个电阻也没有问题。在 PC817 的输出端，由芯片的参考电压输出提供电源。这里注意要采用射极电压输出的形式，以便保持反馈电压的相位的正确。关键的是由误差放大器输出到反相输入端的反馈，在这里加一个电阻适当降低电路的增益，再用一个电容对信号进行相位补偿。这个部分对单端反激电源很重要，因为反激的结构使得电路很容易发生振荡，必须对反馈环路进行相位补偿以避免发生振荡。电源出来以后，通过更换不同值的电容直到电路在各种条件下都不振荡。3.9电流检测和过流保护电路在功率电路中，电压的检测相对于电流的检测要简单和容易得多电压的检测可以很方便地进行而不会对电路性能产生明显影响而对电流的检测却要复杂得多，电流的检测必须引入测量电流的检测器，检测器的引入将影响电路的性能根据具体的电路，选择合适的电流检测方案，并进行正确的电路设计，是功率电路设计成败的关键之一。在开关电源设计中，电流检测技术起着至关重要的作用。 图3-11电流检测和过流保护电路本次设计中，电流的检测采用取样电阻R8的电压信号来完成，经R6和C13消除