基于白光LED和正交分频复用技术的室内广播

1、基于白光LED和正交分频复用技术的室内广播Hany Elgala，学生会员，IEEE; Raed Mesleh，会员，IEEE和哈拉尔德·哈斯，会员，IEEE摘要 - 近日，可见光通信（ VLC ）技术已经受到关注在学术界和工业界。这是由白色发光二极管（LED）技术固态照明（SSL ），并同时使用这样的LED用于照明和室内无线数据传输的潜在的进展带动。本文提供了关于该技术的概述和描述了基于经典的正交分频复用（OFDM ）调制技术的一个改进形式的VLC系统的物理层实现。此外，本文提出了一种硬件原型，使用白色LED灯短程广播。 OFDM系统的DSP开发板上运行。场外的现成9个LED和单个

2、光电二极管（ PD）被用来建立模拟前端。原型允许调查的电信号与噪声比（SNR ），一系列指令，并在误码性能的信道编码的影响。理论和实验结果上的光路损耗基本上一致。在这种情况下， LED的光束角，在水平覆盖范围的影响，被突出显示。关键词 - 可见光通信，正交分频复用，发光二极管， hotodiodes。1引言光学无线（OW）技术是一个有趣的延误保障的射频（RF）无线技术。这种技术提供了巨大的、无管制和未授权的带宽，以配合室内无线接入实时带宽密集型应用，如IP语音（VoIP）的未来需求，流媒体视频和音乐，网络附加存储（NAS） 1。红外（IR）和可见光区主要用于OW室内应用。视距的（LOS）和非视

3、距的（NLOS）链路配置都是存在的2。室内的链接可以使用成本低、功率高效、可靠的光学元件，即LED和PD来实现。由于有效的、低成本的光源和检测器是可用的，所以大多数红外系统使用近红外波段作为传输介质2。呈现蓝色白光LED灯通常出现在市场上能发出最白光线的LED灯，这个问题已经被大多数可见光通信（VLC）的研究人员考虑到3。白光LED灯的标准光学检测系统的优势明显超过传统的白炽灯和荧光灯，这使得他们对未来的照明设备，成为一个强有力的候选。例如，欧盟委员会最近决定在一系列阶段直至2016年禁止销售特别是在家庭中使用的能源密集型的灯 4 。只要高效率的白光LED灯泡制造便宜到足以超越目前受青睐的紧凑

4、型荧光灯（节能灯）灯泡，一个OW通信网络基础设施将可用。 LED的快速响应使他们能够实现高速的无线链接，因此，白光LED灯泡可同时作为光纤接入点（ OAPS ）使用。所实现的最大报告的调制带宽大约是20MHz的3。如果室内基站（BS ）被有LED照明装置合并，以及连接到本地数据服务器或结合的方式，照明和高速数据供给被智能地组合到其他通信网络，频谱和功率效率的室内通信可以实现。VLC技术已经在日本率先推出了超大型油轮（可见光通信联盟），并见证了研究界的显著利益。这导致形成一个IEEE研究小组的VLC标准化，IEEE 802.15 WPAN可见光通信兴趣小组（IGvlc）。此外，VLC被认为是宽带

5、和电子烟雾免费的无线家庭网络（WHN）候选5。快速发展的VLC技术提供了几个好处，其中有以下几种：不干扰射频电子电路，这使得在飞机和医院得到接受，没有健康问题，只要眼睛和皮肤安全规定得到履行，并由于其能量消耗低，显著降低了二氧化碳的排放量。进一步，小区间干扰（ICI）可以有效地限制其光信号不穿透墙壁。因此，隐私和防止窃听的安全高度得到保障。可以预见，室内OW应用程序将最有可能基于白光LED，而不是红外线灯6。 VLC提供了红外线传输的许多优点：根据房间和不同的室内空间的照明程度传输数据。 根据现有室内照明基础设施的无线网络的安装可能会比建立一个独立的红外网络更容易而且更省钱。 因为分布式吊顶安

6、装，信号是不太可能被阻塞，且LOS成分是在室内的大多数位置占主导地位的 3。 高信号噪声比（SNR）是可以得到的3，这是照明需求的间接后果。 特别是对于OFDM，直流偏置携带任何信息，红外和VLC都是必要的。但是，在VLC中，需要用于照明，并且不引起任何严重的功率效率损失7。未来的无线通信的一个可能的方案是描绘在图1中的。服务器是通过有线和无线技术的组合建立的。有线BS将与基于LED的照明设备合并来提供无线网络接入。数据广播透过天花板的灯泡实现了一对多的连接，并使聚光灯实现一对一的连接。相比与固定终端的案例，用户请求是通过提供移动性的上行链路信道发送的，如图1所示。以太网供电（PoE）技术的功

7、率可以被用来传输数据流并提供基站以及灯与所需的功率。照明的功能不会受到所设想的作为强度调制光的闪烁速率的捎带通信的影响的，这个速率是足够快的，并且不能由人眼检测到。图1 未来宽带无线网络的情况。在许多应用中VLC通信具有较大的潜力。在公共区域的本地信息点，例如商店、机场、火车站，被认为是这一技术的潜在领域。此外，VLC可以在飞机柜，旅客列车和长途客车中用作的LED阅读灯具来进行无线宽带接入服务。本文提出采用一个基于正交频分复用（OFDM）的VLC播放的硬件原型进行实验测量8。原型被开发用来调查对于范围从0到45分贝的不同的SNR值的误码特性。用不同信道编码率的几个调制方案被考虑到。最后，理论分

8、析验证了对于两个覆盖场景的测量光路的损耗结果。本文的其余部分安排如下。在第二节中，对光载波调制解调技术进行了介绍和OFDM在单载波（SC）脉冲调制技术的优点被强调。在第三节，介绍系统模型，包括光OFDM、硬件原型和光通道。理论分析和实验测量结果列于第四节。最后，第五节总结全文。2 调制和解调2.1光载波调制和解调方案一般来说，射频接收机是相干接收机利用外差或零差的下变频器，由一个本地振荡器和混频器组成。这个混频器的有效操作所依赖的载体和本机振荡器的频率相对稳定。类似于，光相干接收机检测出光载波相位。这样的光接收机需要一个本机振荡器，光混频器和滤光器。相干接收机的实验评价是用激光二极管作为相干光

9、源的9。相比之下，LED发出非相干光。因此，以一个单一的电磁模式收集明显的信号功率是非常困难的。此非相干接收提供不了一个稳定的载波，这使得它不可能构造一个有效的相干接收器。对于光学无线链接，最可行的调制是强度调制（IM），其中所需的波形被调制到光载波的瞬时功率。最实用的向下转换技术是直接检测（DD）光检测器产生中的电流正比于所接收到的瞬时功率。 DD是比相干检测易于实现。它检测到的光波只有强度，即没有频率或相位信息。因此，室内光缆的应用程序使用可直接检测（IM/ DD）强度的调制器作为一个实际的传输，实现简单、低成本的光调制解调2。2.2电气调制技术该调制方案的选择可以显著影响系统性能。有几个

10、有其固有的优点和缺点的调制方案被被考虑用在OW系统中。在红外无线通信中，例如通断键控（OOK）和脉冲位置调制（PPM）的SC脉冲调制方式是广泛使用的调制格式10。在一个LOS分量的存在中，OOK可以用来实现超越100M位/秒11的高速传输。然而，在多径环境中，限制了可实现的数据速率的信道延迟扩展是一个重大挑战。例如，在一间尺寸为5米×7.1米的房间中对非定向红外链接进行研究12。所测量的延迟扩展产生了符号间干扰（ISI），该符号间干扰（ISI）不可能潜在的呈现OOK的比特率在10Mbits/ s以上，或者至少构成了显著挑战。为了克服这一难题，增加接收机的复杂性是必需的。可替换地，OF

11、DM的多载波调制（MSM）技术的实际实现可以有效地减轻多径引起的符号间干扰13。 OFDM提供了高带宽效率，并且在接收机处允许进行简单的均衡。适用于提供高数据数率的高阶调制方式的可能性和OFDM系统的多址方案如易结合TDMA（时分多址）和FDMA（频分多址）的可能性使得室内OW通信成为一个很好的选择。对于广播应用，不同的广播信道可以被很容易地通过根据所需要的数据速率和服务质量（QoS）的质量的分配OFDM符号和子载波到每个信道中去来实现的。图2 光OFDM物理层和子载波分配的构建块。直流和-N/2 副载波被设置为零，以确保输出仅包含实值的。3 系统模型物理层的积木被描绘在图2 。该系统使用前向

12、纠错（ FEC）编码算法用于数据保护，即卷积编码器。此外，突发错误保护是通过时间和频率交织的算法实现。一个调制器（相移键控（PSK）或者多级正交幅度调制（M-QAM），调制该编码的比特流转换为符号。产生的符号串行数据流在调制器输出映射到并行数据流中：每个串行数据在一个单独的子载波中传输。到目前为止该模型对于一个经典的OFDM系统和一阶差分出现的IFFT（逆快速傅立叶变换）运算是相同的，都是关系到光载波上的IM技术。OFDM基带信号是用来调制LED的强度的，因此，任何复杂的值必须加以避免。可通过限制输入到IFFT操作，以有Hermitian对称（egXn = X * N-n）来产生一个有真正价值

13、的OFDM基带信号。一半的可用子载波被用于承载如图2中所示的数据码元的复共轭。鉴于大光带宽是可用的，这方面的损失在频谱效率可以接受的。IFFT在OFDM系统中的使用消除了涉及使用大量的振荡器中提出的离散多音调（DMT）光发射器14的复杂度。 IFFT运算调制和复用的子载波在数学上描述如下：其中，0，1 K XK N = - “是N个时域输出 样本和值，0，1Ñ情况Xn N = - “是输入 的数据符号。生成所述OFDM符号后，CP（循环前缀）被添加作为保护间隔，以避免多径引起的符号间干扰（对于NLOS链接很关键）和将该信道的线性卷积转换为带OFDM信号的循环卷积。因此，简单的频域均衡

14、器可以使用8。所生成的OFDM信号的包络线是双极型的，而且光强度不能为负值。因此，在采用OFDM调制信号之前对LED应该是有偏见的7。当OFDM信号包络变化被用来强度调节具有非线性特性的LED，LED的线性度就显得尤为重要了。因此，偏置电流必须仔细设置为考虑LED的最大允许正向电流，以减少幅度失真，以及控制信号削波15。在接收机处，时间同步和符号均衡可以使用公知的训练序列和导频载波16来实现。然而，在生成的训练序列和分配的导频载波时复共轭的要求必须满足。在CP去除后，所述OFDM信号是通过应用快速傅立叶变换（FFT）操作转换回频域。在这个模型中，OFDM帧是由一个OFDM符号的训练序列和20个

15、数据子载波OFDM符号构成。使用训练序列，信道估计和频域均衡是通过使用传统的OFDM迫零（ZF）均衡器来实现的。估计的比特流去错后，然后由一个硬判决的维特比算法解码。3.2硬件原型该发送器包括两个部分：数字部分，包括一个DSP开发板生成的OFDM模拟信号和发射器的计算机接口；模拟部分，其中包括9个LED阵列和驱动电子线路。该接收机包括一个模拟部件PD、一个跨阻放大器、直流阻隔平台和一个前置放大级。第二个DSP开发板用于将OFDM信号和接口与接收计算机（参见图3）进行解码。模拟前端示于图4。该灯由低成本9个LED组成，它们每个相隔1厘米，并且光接收器电路采用一个单晶硅PD3。DSP板有一个具有9

16、6kHz的最大采样频率的板载32位立体声编解码器。因此，OFDM信号的带宽被限制为45kHz。显然，这种低带宽限制了可实现的数据速率。然而，进行研究的目标不是展示高数据速率，而是通过对非相干光OFDM的一个简单的概念验证的硬件演示实现率进行研究和对性能不同的电气信噪比的探讨。3.3光纤通道光信道在一个LOS配置的带宽大于88MHz5。因此，光学通道损耗是对信道特性的最重要的量，并涉及发送和接收的光功率2，这里 Pt是发射光功率， P是所接收到的 光功率，以及（0），H是光学路径损耗。这种近似是特别精确的定向的LOS链接。考虑在图中所示的LOS链接的几何结构。如图5所示，LOS信道路径损耗定义为

17、2，其中，d是发射机和接收，是相对于发射器的角之间的距离相对于所述接收器的角度来看，（）S 为过滤器 增益，（）克为集中增益，（）0 R为 由2给出发射器的辐射强度，其中是发射光束的角度。图3专注于短距离的室内广播的单光链路 应用程序。该演示包括两个DSP评估板。图 4 有9个LED和PD接收电路的灯。4结论4.1发送光功率白光LED的大多数数据表只提供光度功率，即光通量F IN流明的发光强度IV的蜡烛，这是照明设计有用的指标衡量。然而，辐射功率（瓦）是用于无线传输更相关的参数。因此，进行测量以确定所考虑的LED以瓦的发射光功率TP。 LED的工作能提供20mA的偏置电流和消耗的电功率62mW

18、功率。光功率计在10纳米（起始400nm至750nm）20的级别是用来测量光谱功率分布P（）的。光功率计的限制是400nm的最小波长和它的光电检测器具有1cm的有源区。所获得的值被用来确定TP和F使用以下方程2，其中是10纳米，V（）表示在CIE1931（国际照明委员会）在光子政权视力和眼灵敏度函数683=流明/瓦是根据眼睛在555nm处灵敏度的峰值发光效率17。与光度电源辐射功率转换因子可以使用（6）获得，（7），为Iv和光束角的值可以从数据表获得，并用于计算出F如下18，其中是球面度的LED立体角转换因子=5.4mW/lm是通过使用（6），（7）和（8）计算得到的。从数据表，和Iv分别是2

19、0度和11CD。1.05lm是通过使用（9）和（10）计算得到的，以及相应的TP为5.7mW。这相当于来至于9个LED的 51MW的总发射功率。 4.2.接收光功率和路径损耗两覆盖方案，即纵向和横向的情况下，被认为是，如图所示5。实验目的是进行探索接收光功率和这些覆盖情况下的路径损耗。该Tx是方向向下并且发光朝向地面的。该RX是朝天花板方向向上。发送 - 接收的距离为d。在一个垂直覆盖情况下，RX是从移动的发射垂直距离（D =50225厘米，每25厘米一个级别）。在一个水平覆盖的情况下，Tx和Rx之间的垂直距离是固定的（=1分）并且Rx是水平移动（=050厘米，10厘米一个数量级）。图5 垂直

20、和水平覆盖场景。一个具有9.8mm活性区的PD被考虑到。光学过滤器和集中器的增益设置为1.0。平均接收光功率通过测量P（）和代入（6）获得。所获得的值被调整为对应于9.8毫米有源区的光功率。计算值和测量到的接收光功率的垂直覆盖场景是在图6中描绘的。理论和测量结果非常吻合。沿垂直分离，观察的是12dB以上的路径损耗的变化。 50cm处接收到的平均光功率大约为-24dBm，在2米处降低至-36dBm（12分贝损失）。理论和测量结果的水平覆盖情形示于图7。当RX是直属发射位置时，-30dBm的光功率被测量。水平位移量为50厘米时光功率为- 37dBm （ 7分贝亏损）。可以看出，远离初始位置20cm

21、时仅存在相对较小的衰减（ 1分贝损失）。一个更明显的衰减为20cm 到40cm的水平位移（ 4分贝亏损）之间变化。这可以归因于TX和RX之间的视场失配在d > 20cm左右。与20度LED光束角，水平覆盖计算为17.6厘米如图所示 5 。水平位移从上述初始位置（在a= 0cm时）到17.6cm放置PD测出来的照明覆盖度。这就解释了上述路径损耗行为。因此，为了优化覆盖范围，LED的光束角的适当设定、LED的形成阵列、该阵列的几何形状、以及在光电二极管的FOV的数量是必要的。这也显示，在这样的蜂窝网络中，当考虑同信道干扰（CCI）时这些影响也要考虑进去。图。6。垂直覆盖场景。图。7。水平覆盖

22、场景。4.3.误码性能 所有的测量都是在中型办公空间，并通过窗口环境日光下被考虑的。电气SNR被测量大于一个OFDM码元。每个10比特的数据模块，至少10个数据模块被发送到测量系统检测误码性能。低于10的BER不被记录，这就是为什么一些图表包含较少的测量点的原因。 表一，概述了重要的原型参数。误码率性能与距离的垂直覆盖场景在图8中提出。在右侧附加的y轴显示了在不同接收器的位置测得的电信噪比。使用阅读灯的广播应用中，考虑目标发送 - 接收分离距离为1m左右时实际上是有效的，而视频广播是以10为误码率目标的。例如，MPEG - 4视频传输有轻微的下降可见于10误码率 19 。即使没有任何的信道编码

23、，低阶调制方式（ BPSK和QPSK ）可以实现这些要求。对于高阶调制方案，即16-QAM和64-QAM，具有3/4的信道编码率的16- QAM可以达到所要求的目标和距离达2米（ 18分贝SNR）时误码率小于10的目标。然而， 具有2/3信道编码率的64-QAM只能达到10的BER具有较高SNR值（ 33分贝SNR）目标。最后，具有1/2的信道编码率的64-QAM满足要求，并实现距离达1.75米（ 18分贝SNR）时误码率小于10。包括未编码调制曲线作为参考。图8 垂直覆盖场景不同的调制方案和信道编码率。图9 采用QPSK的水平覆盖场景的测量调制。QPSK调制与距离的水平覆盖场景的BER性能示于图9。 50厘米的水平位移被认为是检验一个LED阅读灯的小区覆盖边缘。在20厘米（25分贝SNR）时，没有引入任何的信道编码可以实现误码率小于10。然而，在30厘米时SNR值急剧下降，达到9分贝甚至与2/3的编码率，可实现的最大误码率是3×10。为了保持所需的BER性能的人不得不求助于半速率编码QPSK调制。虽然LO