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文档简介
1、不对称半桥反激变换器的设计- 电气论文不对称半桥反激变换器的设计廖鸿飞,梁奇峰,熊宇(中山火炬职业技术学院电子工程系,广东中山5208436 )摘要:为了提高充电器效率和简化电路结构,采用不对称半桥反激式变换器作为锂电池充电器的主电路, 详细分析不对称半桥反激变换器的工作原理和软开关条件,给出主电路参数之间的关系式,并利用关系式设计150 W样机进行实验验证; 实验结果表明, 所有功率器件均实现了软开关。采用不对称半桥反激变换器设计的锂电池充电器具有结构简单,效率高,电磁干扰小的优点。关键词:不对称半桥;反激变换器;ZVS;软开关条件中图分类号:TN720?34文献标识码:A 文章编号:100
2、4?373X (2015 )14?0149?03收稿日期: 2015?01?25基金项目:中山市工业攻关项目:微型光伏并网逆变器的应用研究( 20123A368 )0 引言传统的反激变换器由于结构简单,成本低等特点在充电器设计中得到了广泛应用,然而由于反激变换器的开关元件工作在硬开关状态,效率低,EMI干扰大 1 ,因此不适合于大功率场合的应用。不对称半桥变换器是一种新型的软开关变换器, 效率高, EMI 干扰小,但是结构较为复杂,并且变压器容易出现偏磁而导致损坏。不对称半桥反激变换器结合了反激变换器及不对称半桥的优点,利用变压器的漏感与隔值电容的谐振,使得原边开关管实现了ZVS,副边二极管工
3、作于 ZCS 状态,因此开关损耗和 EMI 干扰得到了大幅度的减小,并且由于变压器工作于反激状态, 克服了不对称半桥变换器偏磁的缺点, 使得不对称半桥反激变换器受到了学者的关注。本文对不对称半桥反激的工作原理及参数设计进行了详细分析,并设计了 150 W 的实验样机,对不对称半桥反激变换器的参数设计及性能进行了验证。1 不对称反激半桥变换器的工作原理分析1.1 变换器工作模态分析不对称半桥反激变换器的结构图 2 如图 1 所示,该图中 Vin 为直流输入电压;开关管 Q1 和 Q2 为变换器中半桥结构的 2 个开关管, Q1 ,Q2 为互补驱动,DS1 和 DS2 分别为开关管 Q1 和 Q2
4、 的体二极管; CS1 和 CS2 为开关管Q1 和 Q2 的寄生电容; Cr 为隔直电容; Lm 为励磁电感, Lr 为变压器漏感,变压器的变比为 n ;输出端 D 为副边整流二极管, C 为输出滤波电容, R 为负载。不对称半桥反激变换器的工作波形如图2 所示,在一个开关周期中,不对称半桥反激变换器有6 种状态 3 。状态 1(t0t1 ):当 t=t0时,变换器上管Q1 导通, Q2 断开, Q2的 D?S 间电压为 Vin ,变压器原边电压为正,副边二极管反偏截止;此时Lr 和Lm 串联,在输入电压作用下,电流线性上升,变压器存储磁场能量。输出滤波电容向负载提供能量。状态 2(t1t2
5、 ):当 t=t1时, Q1 关断,由于ir 为正,此时, ir 将给Q1 的寄生电容 Cs1 充电,给 Q2 的寄生电容 Cs2 放电,使得 Q1 的 D?S 间电压 Vds1 线性上升, Q2 的 D?S 间电压 Vds2 线性下降。当 t=t2时, Vds2 下降到零。状态 3(t2t3 ):当 t=t2时, Vds2 下降到零,而 ir 为正,因此, Q2的寄生二极管Ds2 导通,此时若施加驱动信号于Q2 的栅极, Q2 将实现零电压开通,即ZVS 。当 Vds2下降到零,变压器激磁电感两端电压将反向,副边二极管 D 将正偏导通, Lm 两端的电压将箝位在nVo 。变压器的漏感 Lr
6、与隔值电容 Cr 发生谐振,存储在励磁电感中的能量将向副边传递,由于副边电流的存在,原边电流 ir 与励磁电感电流 im 不相等。状态 4(t3t4 ):当 t=t3时,施加驱动信号于Q2 的栅极, Q2 零电压开通,原边漏感Lr 与 Cr 谐振,输出电路维持导通,输出电流iD 开始增加。状态 5(t4t5 ):当 t=t4时,Q2 关断,为了防止 Q1 ,Q2 同时导通,Q1 ,Q2 同时保持关断。初级电流ir 给开关管 Q1 的,初级电流ir 给开关管Q1 的反并联电容CS1 放电,同时给开关管Q2的寄生电容 CS2 充电,变压器初级电流 ir 开始正向增大,当t=t5时, Cs1 放电完
7、毕, Vds1 下降到零。状态 6(t5t6 ):当 t=t5时, Cs1 两端电压下降到零,原边电流ir 开始流过 Q1 的寄生二极管 Ds1 。同时原边电流 ir 近似线性增加,当t=t6 时,给Q1 栅极施加驱动信号, Q1 导通,此时 Q1 为零电压导通。当t=t6时,励磁电感电流 im 与漏感电流 ir 相等,副边二极管D 内电流为零时自然关断,即实现了 ZCS。1.2 软开关条件分析的 ZVS 条件由状态 5 和状态 6 的分析可知,要使得Q1 实现 ZVS,Lr 必须有足够的能量,使得Q1 寄生电容 Cs1 两端的电压从 Vin 被放电至零, Q2 的寄生电容 Cs2 两端的电压
8、 4 被充电至 Vin ,因此有:死区时间的选取为了防止 Q1 ,Q2 直通,在 Q1 与 Q2 驱动信号之间需要加入死区时间。在死区时间内,原边电流给Q1 , Q2 的寄生电容进行充放电,以实现软开关,因此死区时间必须大于Q1 ,Q2 寄生电容的充放电时间,以保证Q1 ,Q2 能实现软开关,能够实现零电压开通的的最小死区时间为:当 Q1 ,Q2 的寄生电容充放电完毕,而 Q1 , Q2 的栅极仍未施加驱动信号时,原边电流将通过 Q1 ,Q2 的体二极管流动,即状态 3 和状态 6 ,由于Mosfet的体二极管的压降通常比较大,将造成较大的损耗,因此需要合理选择死区时间,尽量缩短状态3 和状态
9、 6 的时间。2 参数计算(1 )在整个变换器中个,变压器参数的设计是关键,对于磁性元件,应满足伏秒积分平衡法则,即励磁电压和时间的乘积等于去磁电压和时间的乘积,即:由于电容电压不能突变,因此在稳态工作时,隔值电容上的电压基本保持固定,即: Vcr = DVin,因此变压器匝比为:3 实验验证根据上述的参数设计方法, 设计了150 W的充电器,输入电压为Vin =390 V,输出电压为Vo = 24 V,输出电流为Io = 6 A,开关频率为65 kHz,Lr = 32H, Lm = 750H,Cr = 3.3F,变压器采用PQ32/30磁芯,采用 L6591 为控制芯片。图 3 为 Q2 的
10、驱动波形及 DS 的波形, Q1 ,Q2 之间留有一定的死区时间。从波形中可见, Q2 导通前,其 DS 电压已经下降到零, Q1 ,Q2 均实现了ZVS。图 4 为二极管电流与电压波形,从图中可见,二极管关断前电流已经下降到零,副边二极管实现了ZCS。4 结语针对反激变换器开关损耗大,电磁干扰大的特点,将传统反激变换器与不对称半桥相结合, 研究设计了一种不对称半桥反激变换器为主电路的锂电池充电器;分析不对称半桥反激变换器的工作原理和实现软开关的条件,给出了参数设计方法。实验结果表明, 上述设计方法是切实有效的,不对称半桥反激变换器能很好地实现软开关,提高效率,减小电磁干扰。参考文献1 CHO
11、 Junseok , KWON Joonggi , HAN Sangyoung.Asymmetri?calZVS PWM flybackconverterwith synchronousrectificationforink?jetprinterC/37thIEEEPower ElectronicsSpe?cialists Conference. S.l.: IEEE,2006 : 1?7.2LINBor?Ren , YANGChengchang.Analysis, DesignandIm?plementationofanasymmetricalhalf?bridgeconverterC/Pr
12、o?ceedingsof2005IEEEInternationalConferenceonIndustrialTechnology. S.l.:IEEE, 2005 :1209?1214.3 CHEN T M,CHEN C L. Analysis and design of asymmetricalhalfbridge ?flybackconverter J.IEEProceedingsofElectricPowerApplications, 2002 ,149 :433?440.4 廖鸿飞,帅定新,梁奇峰 .反激变换器的原边非线性电流控制方法 J.现代电子技术, 2013 ,36 ( 6 ):164?166.5 刘
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