不对称半桥反激变换器的设计方案

1、不对称半桥反激变换器的设计- 电气论文不对称半桥反激变换器的设计廖鸿飞，梁奇峰，熊宇（中山火炬职业技术学院电子工程系，广东中山5208436 ）摘要：为了提高充电器效率和简化电路结构，采用不对称半桥反激式变换器作为锂电池充电器的主电路， 详细分析不对称半桥反激变换器的工作原理和软开关条件，给出主电路参数之间的关系式，并利用关系式设计150 W样机进行实验验证； 实验结果表明， 所有功率器件均实现了软开关。采用不对称半桥反激变换器设计的锂电池充电器具有结构简单，效率高，电磁干扰小的优点。关键词：不对称半桥；反激变换器；ZVS；软开关条件中图分类号：TN720?34文献标识码：A 文章编号：100

2、4?373X （2015 ）14?0149?03收稿日期： 2015?01?25基金项目：中山市工业攻关项目：微型光伏并网逆变器的应用研究（ 20123A368 ）0 引言传统的反激变换器由于结构简单，成本低等特点在充电器设计中得到了广泛应用，然而由于反激变换器的开关元件工作在硬开关状态，效率低，EMI干扰大 1 ，因此不适合于大功率场合的应用。不对称半桥变换器是一种新型的软开关变换器， 效率高， EMI 干扰小，但是结构较为复杂，并且变压器容易出现偏磁而导致损坏。不对称半桥反激变换器结合了反激变换器及不对称半桥的优点，利用变压器的漏感与隔值电容的谐振，使得原边开关管实现了ZVS，副边二极管工

3、作于 ZCS 状态，因此开关损耗和 EMI 干扰得到了大幅度的减小，并且由于变压器工作于反激状态， 克服了不对称半桥变换器偏磁的缺点， 使得不对称半桥反激变换器受到了学者的关注。本文对不对称半桥反激的工作原理及参数设计进行了详细分析，并设计了 150 W 的实验样机，对不对称半桥反激变换器的参数设计及性能进行了验证。1 不对称反激半桥变换器的工作原理分析1.1 变换器工作模态分析不对称半桥反激变换器的结构图 2 如图 1 所示，该图中 Vin 为直流输入电压；开关管 Q1 和 Q2 为变换器中半桥结构的 2 个开关管， Q1 ，Q2 为互补驱动，DS1 和 DS2 分别为开关管 Q1 和 Q2

4、 的体二极管； CS1 和 CS2 为开关管Q1 和 Q2 的寄生电容； Cr 为隔直电容； Lm 为励磁电感， Lr 为变压器漏感，变压器的变比为 n ；输出端 D 为副边整流二极管， C 为输出滤波电容， R 为负载。不对称半桥反激变换器的工作波形如图2 所示，在一个开关周期中，不对称半桥反激变换器有6 种状态 3 。状态 1（t0t1 ）：当 t=t0时，变换器上管Q1 导通， Q2 断开， Q2的 D?S 间电压为 Vin ，变压器原边电压为正，副边二极管反偏截止；此时Lr 和Lm 串联，在输入电压作用下，电流线性上升，变压器存储磁场能量。输出滤波电容向负载提供能量。状态 2（t1t2

5、 ）：当 t=t1时， Q1 关断，由于ir 为正，此时， ir 将给Q1 的寄生电容 Cs1 充电，给 Q2 的寄生电容 Cs2 放电，使得 Q1 的 D?S 间电压 Vds1 线性上升， Q2 的 D?S 间电压 Vds2 线性下降。当 t=t2时， Vds2 下降到零。状态 3（t2t3 ）：当 t=t2时， Vds2 下降到零，而 ir 为正，因此， Q2的寄生二极管Ds2 导通，此时若施加驱动信号于Q2 的栅极， Q2 将实现零电压开通，即ZVS 。当 Vds2下降到零，变压器激磁电感两端电压将反向，副边二极管 D 将正偏导通， Lm 两端的电压将箝位在nVo 。变压器的漏感 Lr

6、与隔值电容 Cr 发生谐振，存储在励磁电感中的能量将向副边传递，由于副边电流的存在，原边电流 ir 与励磁电感电流 im 不相等。状态 4（t3t4 ）：当 t=t3时，施加驱动信号于Q2 的栅极， Q2 零电压开通，原边漏感Lr 与 Cr 谐振，输出电路维持导通，输出电流iD 开始增加。状态 5（t4t5 ）：当 t=t4时，Q2 关断，为了防止 Q1 ，Q2 同时导通，Q1 ，Q2 同时保持关断。初级电流ir 给开关管 Q1 的，初级电流ir 给开关管Q1 的反并联电容CS1 放电，同时给开关管Q2的寄生电容 CS2 充电，变压器初级电流 ir 开始正向增大，当t=t5时， Cs1 放电完

7、毕， Vds1 下降到零。状态 6（t5t6 ）：当 t=t5时， Cs1 两端电压下降到零，原边电流ir 开始流过 Q1 的寄生二极管 Ds1 。同时原边电流 ir 近似线性增加，当t=t6 时，给Q1 栅极施加驱动信号， Q1 导通，此时 Q1 为零电压导通。当t=t6时，励磁电感电流 im 与漏感电流 ir 相等，副边二极管D 内电流为零时自然关断，即实现了 ZCS。1.2 软开关条件分析的 ZVS 条件由状态 5 和状态 6 的分析可知，要使得Q1 实现 ZVS，Lr 必须有足够的能量，使得Q1 寄生电容 Cs1 两端的电压从 Vin 被放电至零， Q2 的寄生电容 Cs2 两端的电压

8、 4 被充电至 Vin ，因此有：死区时间的选取为了防止 Q1 ，Q2 直通，在 Q1 与 Q2 驱动信号之间需要加入死区时间。在死区时间内，原边电流给Q1 ， Q2 的寄生电容进行充放电，以实现软开关，因此死区时间必须大于Q1 ，Q2 寄生电容的充放电时间，以保证Q1 ，Q2 能实现软开关，能够实现零电压开通的的最小死区时间为：当 Q1 ，Q2 的寄生电容充放电完毕，而 Q1 ， Q2 的栅极仍未施加驱动信号时，原边电流将通过 Q1 ，Q2 的体二极管流动，即状态 3 和状态 6 ，由于Mosfet的体二极管的压降通常比较大，将造成较大的损耗，因此需要合理选择死区时间，尽量缩短状态3 和状态

9、 6 的时间。2 参数计算（1 ）在整个变换器中个，变压器参数的设计是关键，对于磁性元件，应满足伏秒积分平衡法则，即励磁电压和时间的乘积等于去磁电压和时间的乘积，即：由于电容电压不能突变，因此在稳态工作时，隔值电容上的电压基本保持固定，即： Vcr = DVin，因此变压器匝比为：3 实验验证根据上述的参数设计方法， 设计了150 W的充电器，输入电压为Vin =390 V，输出电压为Vo = 24 V，输出电流为Io = 6 A，开关频率为65 kHz，Lr = 32H， Lm = 750H，Cr = 3.3F，变压器采用PQ32/30磁芯，采用 L6591 为控制芯片。图 3 为 Q2 的

10、驱动波形及 DS 的波形， Q1 ，Q2 之间留有一定的死区时间。从波形中可见， Q2 导通前，其 DS 电压已经下降到零， Q1 ，Q2 均实现了ZVS。图 4 为二极管电流与电压波形，从图中可见，二极管关断前电流已经下降到零，副边二极管实现了ZCS。4 结语针对反激变换器开关损耗大，电磁干扰大的特点，将传统反激变换器与不对称半桥相结合， 研究设计了一种不对称半桥反激变换器为主电路的锂电池充电器；分析不对称半桥反激变换器的工作原理和实现软开关的条件，给出了参数设计方法。实验结果表明， 上述设计方法是切实有效的，不对称半桥反激变换器能很好地实现软开关，提高效率，减小电磁干扰。参考文献1 CHO

11、 Junseok ， KWON Joonggi ， HAN Sangyoung.Asymmetri?calZVS PWM flybackconverterwith synchronousrectificationforink?jetprinterC/37thIEEEPower ElectronicsSpe?cialists Conference. S.l.： IEEE，2006 ： 1?7.2LINBor?Ren ， YANGChengchang.Analysis， DesignandIm?plementationofanasymmetricalhalf?bridgeconverterC/Pr

12、o?ceedingsof2005IEEEInternationalConferenceonIndustrialTechnology. S.l.：IEEE， 2005 ：1209?1214.3 CHEN T M，CHEN C L. Analysis and design of asymmetricalhalfbridge ?flybackconverter J.IEEProceedingsofElectricPowerApplications， 2002 ，149 ：433?440.4 廖鸿飞，帅定新，梁奇峰 .反激变换器的原边非线性电流控制方法 J.现代电子技术， 2013 ，36 （ 6 ）：164?166.5 刘