电子线路非线性部分(第四版)谢嘉奎第5章角度调制与解调电路

1、第第 5 章角度调制与解调电路章角度调制与解调电路概述概述5.1角度调制信号的基本特性角度调制信号的基本特性5.2调频电路调频电路5.3调频波解调电路调频波解调电路5.4数字调制与解调电路数字调制与解调电路概述概述频谱变换频谱变换1频谱搬移：振幅调制、解调、混频频谱搬移：振幅调制、解调、混频2非线性变换：角度调制与解调非线性变换：角度调制与解调频谱变换电路频谱变换电路频谱搬移电路频谱搬移电路频谱非线性变换电路频谱非线性变换电路功功 能能用用 途途输入信号频谱沿频输入信号频谱沿频率轴搬移率轴搬移输入信号的频谱做特定输入信号的频谱做特定的非线性变换的非线性变换调幅、检波、混频调幅、检波、混频角度调

2、制与解调电路角度调制与解调电路特特 点点位位 置置两信号仅在频谱线上两信号仅在频谱线上移动，不产生与原频移动，不产生与原频谱无关的频谱分量谱无关的频谱分量频谱变换，将产生新频谱变换，将产生新的丰富的频谱分量。的丰富的频谱分量。第第 4 章章第第 5 章章本章内容：本章内容：1调角信号的基本特性调角信号的基本特性2调角电路调角电路3角度解调电路角度解调电路第第 5 章角度调制与解调电路章角度调制与解调电路5.1角度调制信号的基本特性角度调制信号的基本特性5.1.1调频信号和调相信号调频信号和调相信号5.1.2调角信号的频谱调角信号的频谱5.1.3调角信号的频谱宽度调角信号的频谱宽度5.1.4小结

3、小结1角度调制角度调制( (调角调角) ) ( (1) )调频调频( (FM) )：载波信号的载波信号的频率频率按调制信号规律变化按调制信号规律变化 ( (2) )调相调相( (PM) )：载波信号的载波信号的相位相位按调制信号规律变化按调制信号规律变化两种调制方式均表现为载波信号的瞬时相位受到调变，两种调制方式均表现为载波信号的瞬时相位受到调变，故统称为故统称为角度调制角度调制，简称，简称调角调角。调角优点：抗干扰能力强调角优点：抗干扰能力强 缺点：频谱宽度增加缺点：频谱宽度增加 2两种调制信号的基本特性两种调制信号的基本特性载波一般式：载波一般式：v = Vmcos (t)矢量表示，矢量表

4、示，Vm ：矢量的长度矢量的长度， (t) ：矢量转动的瞬时角矢量转动的瞬时角度度( (类似于圆周运动中的角位移类似于圆周运动中的角位移) )。 5.1.1调频信号和调相信号调频信号和调相信号( (1) )调幅信号调幅信号矢量长度矢量长度：Vm0 上叠加调制信号信息；上叠加调制信号信息；Vm = Vm0 + kav (t) 矢量角频率矢量角频率：恒为：恒为 c c ，即即 0c00cd)( tttt故，调幅信号表达式为故，调幅信号表达式为v(t) = Vm0 + kav (t) cos( ct + 0) ka ：比例常数比例常数， 0 ：起始相角起始相角， v (t) ：调制信号电压调制信号电

5、压。 ( (2) )调相信号调相信号矢量长度矢量长度：恒值：恒值 Vm瞬时相角瞬时相角：在在 ct 上叠加按调制信号规律变化的附加相上叠加按调制信号规律变化的附加相角角 (t) = kpv (t) 调相信号表达式调相信号表达式 v(t) = Vmcos ct + kpv (t) + 0kp ： 比例常数比例常数，单位，单位: : rad/V瞬时角频率：即瞬时角频率：即 (t) 的时间导数值为的时间导数值为)(d)(dd)(d)(cpctttvkttt 按调制信号的时间导数值规律变化。按调制信号的时间导数值规律变化。 ( (3) )调频信号调频信号矢量长度：恒值矢量长度：恒值 Vm转动角速度：在

6、载波角频率转动角速度：在载波角频率 c 上叠加按调制信号规律上叠加按调制信号规律变化的瞬时角频率变化的瞬时角频率 (t) = kfv (t) 。调频信号的一般表达式调频信号的一般表达式d)(cos)(00fcm tttvktVtv kf ：比例常数比例常数，单位为，单位为 rad/s V。3三种调制方法的基本特性，调频、调相的比较三种调制方法的基本特性，调频、调相的比较Vmcos ct + kf + 0 tttv0d)(类型类型物理量物理量Vm (t) (t)v(t)调调 幅幅 信信 号号调调 频频 信信 号号调调 相相 信信 号号Vm0 + kav (t) c ct + 0Vm0 + kav

7、 (t) cos( ct + 0)恒恒 值值 c + kfv (t)00fcd)( ttvktt恒恒 值值ttvkd)(dpc ct + kpv (t) + 0Vmcos ct + kpv (t) + 0调频信号可以看成为调频信号可以看成为 (t) 按调制信号的时间积分值按调制信号的时间积分值规律变化的调相信号规律变化的调相信号调相信号可看成调相信号可看成 (t) 按调制按调制信号的时间导数值规律变化的信号的时间导数值规律变化的调频信号调频信号相相 同同调调 频频 信信 号号调调 相相 信信 号号 (t) 和和 (t) 都同时变化都同时变化随调制信号规律线性变化随调制信号规律线性变化的物理量的

8、物理量 (t)随调制信号规律线性变化的随调制信号规律线性变化的物理量物理量 (t)联联 系系区区 别别4调频与调相指数调频与调相指数 设单音调制设单音调制， v (t) = V mcos t ( (1) )调频调频 (t) = = c + + kfV mcos t = = c + + mcos t式中式中： m = 2fm = kfV m ，最大角频偏最大角频偏，与调制信号振幅，与调制信号振幅 V m 成正比；成正比； (t) = = ct + sin t + + 0 = = ct + + Mfsin t + + 0VkmfMf = kfV m/ =Ffmm ，调频指数调频指数和调频波的最大和

9、调频波的最大相移与相移与 V m 成正比，与成正比，与 成反比，其值可大于成反比，其值可大于 1。 v(t) = Vmcos ct + Mf sin t + 0按调制信号对时间的按调制信号对时间的积分值变化的调相信号积分值变化的调相信号( (2) )调相调相 (t) ct + + kpV mcos t + + 0 ct + + Mpcos t + + 0 式式中，中， Mp kpV m：调相指数调相指数，与与 V m 成正比成正比； (t) c- - Mp sin t c - - msin t 最大角频偏最大角频偏 m Mp kpV m ，与与 V m 成正比。成正比。 v (t) = Vmc

10、os( ct + + Mpcos t + + 0) 按调制信号对时间的导数值变化的调频信号按调制信号对时间的导数值变化的调频信号单音调制时，尽管两种已调信号的单音调制时，尽管两种已调信号的 (t) 和和 (t) 均为均为简谐波，但简谐波，但 m 随随 V m 和和 的变化规律不同。的变化规律不同。当当 V m 一定，一定， 由小增大时：由小增大时：FM 中的中的 m ( ( = kf V m ) )不变，而不变，而 Mf ( (= kfV m/ ) )随随 成反比地减小。成反比地减小。PM 中的中的 Mp ( (= kpV m) )不变，而不变，而 m ( ( = Mp ) )呈正比呈正比地增

11、加。地增加。频率调制频率调制相位调制相位调制两种已调波均有含义截然不同的两种已调波均有含义截然不同的三个频率参数：三个频率参数：载波角频率载波角频率 c ：瞬时角频率变化的平均值。：瞬时角频率变化的平均值。调制角频率调制角频率 ：瞬时角频率变化的快慢程度。：瞬时角频率变化的快慢程度。最大角频率最大角频率 m ：瞬时角频率偏离：瞬时角频率偏离 c 的最大值。的最大值。 5.1.2调角信号的频谱调角信号的频谱1单音调频信号的频谱单音调频信号的频谱单音调制时，两种已调信号中的单音调制时，两种已调信号中的 (t) 均为简谐波，因均为简谐波，因而它们的频谱结构是类似的。而它们的频谱结构是类似的。 以单音

12、调制调频信号以单音调制调频信号 v (t) Vmcos( ct Mfsin t + 0) 为例，用指数函数表示为例，用指数函数表示v(t) Vmcos( ct Mfsin t + 0) eeRe)j(sinjm0cf ttMV 是是 的周期性函数，它的傅里叶级数展开式的周期性函数，它的傅里叶级数展开式为为tM sinjfe tnnntMM jfsinje)(Jef 式中式中tMtntMn dee21)(Jjsinjff 是宗数为是宗数为 Mf 的的 n 阶第一类贝塞尔函数阶第一类贝塞尔函数，它满足等式，它满足等式Jn(Mf) = 为奇数时为奇数时为偶数时为偶数时nMnMnn)(J)(Jff因而

13、，调频波的傅里叶级数展开式为因而，调频波的傅里叶级数展开式为v(t) = VmRe (Mf)ej( ct+n t+ 0) = Vm cos( c+n )t+ 0 nnJ nnM )(Jf为简化，令为简化，令 0 = 0，上式可表示为，上式可表示为v(t) = Vm cos( c+n )t+ 0 nnM )(Jf = VmJ0(Mf)cos ct 载频载频 + VmJ1(Mf) cos( c + )t cos( c )t 第一对边频第一对边频 + VmJ2(Mf)cos( c+ 2 )t + cos( c 2 )t 第二对边频第二对边频 + VmJ3(Mf)cos( c+3 )t cos( c

14、3 )t 第三对边频第三对边频 + 该式表明，单音调频信号的频谱由该式表明，单音调频信号的频谱由载波载波分量分量和无数对和无数对边边频频分量分量组成组成( (已不是信号频谱的不失真搬移已不是信号频谱的不失真搬移) )。其中，其中，n 为奇数的上、下边带分量的振幅相等，极性相为奇数的上、下边带分量的振幅相等，极性相反；而反；而 n 为偶数的上、下边频分量的振幅相等，极性相同。为偶数的上、下边频分量的振幅相等，极性相同。载波和各边频分量振载波和各边频分量振幅随幅随 Mf 而变化。而变化。Mf = 2.40，5.52，8.65， 时，载波分量时，载波分量振幅等于零；而当振幅等于零；而当 Mf 为为某

15、些其他特定值时，又某些其他特定值时，又可使某些边频分量振幅可使某些边频分量振幅等于零。等于零。当当 Mf = 0.5，1，5 时调频信号频谱：时调频信号频谱： 频谱不再是频谱不再是调制信号频谱的简调制信号频谱的简单搬移，而是由载单搬移，而是由载波分量和无数对边波分量和无数对边频分量所组成，每频分量所组成，每一边频之间相隔一边频之间相隔 。 n 为奇数的上、下边频分量振幅相等，极性相反；为奇数的上、下边频分量振幅相等，极性相反；而而 n 为偶数的上、下边频分量振幅相等，极性相同。为偶数的上、下边频分量振幅相等，极性相同。 n 次边频分量的振幅与贝塞尔次边频分量的振幅与贝塞尔函数值函数值 Jn(M

16、f) 成比例。成比例。 载波与各边频分量的振幅均与载波与各边频分量的振幅均与调频指数调频指数 Mf 有关。有关。Mf 越大，有效边越大，有效边频分量越多。频分量越多。 对于某些对于某些 Mf 值，载波或某边值，载波或某边频振幅为零。频振幅为零。 调频信号的频谱调频信号的频谱2调频信号的平均功率调频信号的平均功率根据根据帕塞瓦尔定理帕塞瓦尔定理，调频信号的平均功率等于各频谱分，调频信号的平均功率等于各频谱分量平均功率之和，在单位电阻上，其值为量平均功率之和，在单位电阻上，其值为 nnMVP)(J2f22mav由由第一类贝塞尔函数第一类贝塞尔函数的特性：的特性：1)(Jf2 nnM22mavVP

17、即即当当 Vm 一定时，调频波的平均功率等于未一定时，调频波的平均功率等于未调制时的载波功率，其值与调制时的载波功率，其值与 Mf 无关。无关。改变改变 Mf 可引起载波分量和各边频分量之间功率的重新可引起载波分量和各边频分量之间功率的重新分配，但不会引起总功率的改变。分配，但不会引起总功率的改变。而调幅信号平均功率不仅与而调幅信号平均功率不仅与 Vm 还与还与 Ma 有关，且随着有关，且随着 Vm 和和 Ma 增大而增大增大而增大)211(d)cos1(212a02a0avMPttMPP 1调角信号的频宽调角信号的频宽 调角信号包括无限多对边频分量，频谱宽度应无限大。调角信号包括无限多对边频

18、分量，频谱宽度应无限大。当当 M( (Mf 或或 Mp ) )一定时，随着一定时，随着 n 的增加，的增加， Jn(M) 虽有起虽有起伏，但其总趋势减小。伏，但其总趋势减小。特别当特别当 n M 时，时，Jn(M) 的数值已很的数值已很小且随小且随 n 的增加迅速下降。的增加迅速下降。因此，若忽略振幅小于因此，若忽略振幅小于 Vm( ( 为为某一小值某一小值) )的边频分量，则调角信号实际占据的有效频谱宽度的边频分量，则调角信号实际占据的有效频谱宽度是有限的，其值为是有限的，其值为 BW = 2LF。 L：有效上边频：有效上边频( (或下边频或下边频) )分量的数目，分量的数目，F：调制频率。

19、：调制频率。在高质量通信系统中，取在高质量通信系统中，取 = 0.01，即边频分量幅度小，即边频分量幅度小于未调制前振幅于未调制前振幅 Vm 的百分之一，相应的的百分之一，相应的 BW 用用 BW0.01表示；表示；在中等质量通信系统中，取在中等质量通信系统中，取 = 0.1，即，即Vm 的十分之一，的十分之一，相应的相应的 BW 用用 BW0.1 表示。表示。5.1.3调角信号的频谱宽度调角信号的频谱宽度图图 5- -1- -5L 随随 M 的变化特性的变化特性根据图根据图 5- -1- -4 画画出的出的 = 0.01， = 0.1 时时 L 随随 M 变化曲线变化曲线如图所示。如图所示。

20、2卡森公式卡森公式 若若 L 不是正整数，不是正整数，则应该用大于并最靠则应该用大于并最靠近该值的正整数取代。近该值的正整数取代。实际上，当实际上，当 n M + 1 时，时，Jn(M) 恒小于恒小于 0.1。因此，为。因此，为了方便起见，调角信号的有效频谱宽度可用了方便起见，调角信号的有效频谱宽度可用卡森公式卡森公式进行估进行估算算BWCR = 2(M + 1)F计算发现，计算发现，BWCR 介于介于 BW0.1 与与 BW0.01 间，接近间，接近 BW0.1 当当 M 1 时：有时：有 BWCR 2MF = 2 fm ( (M = ) )称为称为宽带调角信号宽带调角信号。Ffmm 讨论：

21、讨论： 作为调频信号时，由于作为调频信号时，由于 fm 与与 V m 成正比，因而，成正比，因而，当当 V m 即即 fm 一定时，一定时，BWCR 也就一定，与也就一定，与 F 无关。无关。 作为调相波时，由于作为调相波时，由于 fm = MPF ，其中，其中 MP 与与 V m 成正比成正比( (MP = = kpV m) )，因而当，因而当 V m 一定时，一定时， BWCR 与与 F 成成正比正比的增加。的增加。3复杂调制信号频宽复杂调制信号频宽若调制信号为复杂信号，则调角信号的频谱分析十分若调制信号为复杂信号，则调角信号的频谱分析十分繁琐。繁琐。但是，实践表明，复杂信号调制时，大多数

22、调频信但是，实践表明，复杂信号调制时，大多数调频信号占有的频谱宽度仍可用单音调制时的公式表示，号占有的频谱宽度仍可用单音调制时的公式表示，仅需将仅需将其中的其中的 F 用调制信号中用调制信号中最高最高调制频率调制频率 Fmax 取代，取代， fm 用最用最大频偏取代。大频偏取代。例例 1：在调频广播系统中，按国家标准规定：在调频广播系统中，按国家标准规定 ( fm)max = 75 kHz， Fmax = 15 kHz，通过计算求得，通过计算求得kHz1801)( 2maxmaxmaxmCR FFfBWBW0.01= 2LFmax = 2 8 15 kHz = 240 kHz因此，实际选取的频

23、谱宽度为因此，实际选取的频谱宽度为 200 kHz，即二值的折中，即二值的折中值。值。例例 2：利用近似公式计算以下情况的调频波的频带宽度。：利用近似公式计算以下情况的调频波的频带宽度。 ( (1) ) fm = 75 kHz， Fmax = 0.1 kHz， ( (2) ) fm = 75 kHz， Fmax = 1 kHz， ( (3) ) fm= 75 kHz， Fmax = 10 kHz。 解：解： BWCR = 2(M + 1)F = 2( fm + F ) ( (1) ) BWCR= 2 (75 + 0.1) kHz 150 kHz( (2) ) BWCR= 2 (75 + 1)

24、kHz = 152 kHz( (3) ) BWCR= 2 (75 + 10) kHz = 170 kHz尽管调制频率变化了尽管调制频率变化了100 倍，但频带宽度变化很小。倍，但频带宽度变化很小。5.1.4小结小结 调频和调相是两种调频和调相是两种幅度幅度 Vm 恒定恒定的已调信号，它们的已调信号，它们的平均功率的平均功率 Pav 仅取决于仅取决于 Vm，而与，而与 Mf ( (或或 Mp) )无关。故发无关。故发射时，可采用高效率的丙类谐振功率放大器将它放大到所需射时，可采用高效率的丙类谐振功率放大器将它放大到所需的发射功率，而在接收这些已调信号时将呈现出很强的抗干的发射功率，而在接收这些已

25、调信号时将呈现出很强的抗干扰能力。扰能力。 调频和调相均是由调频和调相均是由无限频谱分量无限频谱分量组成的已调信号，组成的已调信号，它没有确定的频谱宽度，工程上根据一个准则来确定有效的它没有确定的频谱宽度，工程上根据一个准则来确定有效的频谱宽度，且其值与频谱宽度，且其值与 M 的大小密切相关。的大小密切相关。 调频调相均为频谱非线性变换的已调信号，因此，调频调相均为频谱非线性变换的已调信号，因此，理论上，它们的调制与解调电路均不能采用相乘器和相应的理论上，它们的调制与解调电路均不能采用相乘器和相应的滤波器所组成的电路模型来实现。但工程上，在做滤波器所组成的电路模型来实现。但工程上，在做某些近似

26、某些近似后，相乘器仍可作为构成电路的主要器件后，相乘器仍可作为构成电路的主要器件( (例：矢量合成法例：矢量合成法调相电路、乘积型鉴相电路调相电路、乘积型鉴相电路) )。 第第 5 章角度调制与解调电路章角度调制与解调电路5.2调频电路调频电路5.2.1调频电路概述调频电路概述5.2.2直接调频直接调频5.2.3张弛振荡电路实现直接调频张弛振荡电路实现直接调频5.2.4间接调频电路间接调频电路调相电路调相电路5.2.5扩展最大频偏的方法扩展最大频偏的方法5.2.1调频电路概述调频电路概述一、一、直接调频和间接调频直接调频和间接调频1直接调频直接调频( (1) )定义定义调制信号直接控制振荡器的

27、振荡频率，使其不失真地调制信号直接控制振荡器的振荡频率，使其不失真地反映调制信号的变化规律。反映调制信号的变化规律。( (2) )被控的振荡器种类被控的振荡器种类 LC、晶体振荡器晶体振荡器( (产生调频产生调频正弦波图正弦波图 5- -2- -2) )； 张弛振荡器张弛振荡器( (产生调频非正弦波，可通过滤波等方产生调频非正弦波，可通过滤波等方式将调频非正弦波变换为调频正弦波图式将调频非正弦波变换为调频正弦波图 5- -2- -3) )。 2间接调频间接调频( (图图 5- -2- -4) )( (1) )定义定义通过调相实现调频的方法。通过调相实现调频的方法。( (2) )方法方法 由调频

28、与调相的内在联系，将调制信号进行积分，用其由调频与调相的内在联系，将调制信号进行积分，用其值进行调相，便得到所需的调频信号。值进行调相，便得到所需的调频信号。图图 5- -2- -1 正弦波振荡器产生角频正弦波振荡器产生角频率为率为 c 的载波电压的载波电压 Vmcos ct，通过调相器后引入一个附加相通过调相器后引入一个附加相移移 ( c)，即，即 vO(t) = Vmcos ct + ( c)。 若附加相移受到若附加相移受到 v (t) 的积分值的积分值 k1 的控的控制，则输出的调制信号为制，则输出的调制信号为ttvtd)(0 vO(t) = Vmcos ct +kpk1 ttvtd)(

29、0 比较调频波的表达式比较调频波的表达式 输出为调频波。输出为调频波。vO(t) = Vmcos ct +kf ttvtd)(0 间接调频间接调频vO(t) = Vmcos ct +kf ttvtd)(0 当当 v (t) = V mcos t 时，上式可表示为时，上式可表示为vO(t) Vmcos( ct + Mfsin t)vO(t) = Vmcos ct + kpk1 tVsinm式中，式中，Mf kp(k1V m/ ) = m/ ， m = kpk1V mMf：调频指数，与调制信号振幅：调频指数，与调制信号振幅 V m 成正比。成正比。调相器：实现间接调频的关键，作用：产生受调制信号调

30、相器：实现间接调频的关键，作用：产生受调制信号振幅振幅 V m 线性控制的附加相移线性控制的附加相移 ( c) 。优点：调相电路的实现比较灵活。优点：调相电路的实现比较灵活。二、调频电路的性能要求二、调频电路的性能要求1调频特性调频特性( (1) )定义定义描述瞬时频率偏移描述瞬时频率偏移 f ( (= f fc) ) 随调制电压随调制电压 v 变化的变化的特性。特性。 ( (2) )特性特性如图如图 5- -2- -1 所示所示。图图 5- -2- -1间接调频电路组成方框图间接调频电路组成方框图( (3) )要求要求在特定调制电压范围在特定调制电压范围内是线性的。内是线性的。2调频灵敏度调

31、频灵敏度( (1) )定义定义原点上的斜率原点上的斜率 0Fd)(d vvfS单位为单位为 Hz/V， SF 越大，调制信号越大，调制信号对瞬时频率的控制能力就越强。对瞬时频率的控制能力就越强。( (2) )要求要求当当 v (t) = V mcos t 时，画出的时，画出的 f(t) 波形如波形如图图 5- -2- -2 所所示。图中，示。图中， fm 即为调频信号的最大频偏。即为调频信号的最大频偏。3调频特性的非线性调频特性的非线性( (1) )中心频率偏离量中心频率偏离量若调频特性非线性，则由余弦调制电压产生的若调频特性非线性，则由余弦调制电压产生的 f(t)为为非余弦波形，它的傅里叶级

32、数展开式为非余弦波形，它的傅里叶级数展开式为 f(t) = f0 + fm1cos t + fm2cos2 t + 式中，式中， f0 = f0 fc 为为 f(t) 的平均分量，表示调频信号的中心的平均分量，表示调频信号的中心频率由频率由 fc 偏离到偏离到 f0 ，称为，称为中心频率偏离量中心频率偏离量。( (2) )非线性失真系数非线性失真系数评价调频特性非线性的参数为评价调频特性非线性的参数为1m22mffTHDnn 4中心频率准确度和稳定度中心频率准确度和稳定度使接收机正常接收所必须满足的重要性能指标，否则，使接收机正常接收所必须满足的重要性能指标，否则，将造成信号失真，并干扰邻近电

33、台信号。将造成信号失真，并干扰邻近电台信号。5.2.2直接调频直接调频正弦振荡器正弦振荡器张弛振荡器张弛振荡器实现方法实现方法一、工作原理及其性能分析一、工作原理及其性能分析1工作原理工作原理将可变电抗器件接入将可变电抗器件接入 LC 振荡回路中，其电容或电感量振荡回路中，其电容或电感量受调制信号控制，便可实现调频。受调制信号控制，便可实现调频。2可变电抗器件的种类可变电抗器件的种类 铁氧化磁芯绕制的线圈铁氧化磁芯绕制的线圈。电感可变器件，用在扫频仪。电感可变器件，用在扫频仪中，改变通过附加线圈的电流可控制磁场的变化，使磁芯导中，改变通过附加线圈的电流可控制磁场的变化，使磁芯导磁率变化，从而改

34、变主线圈的电感量。磁率变化，从而改变主线圈的电感量。 驻极体话筒或电容式话筒驻极体话筒或电容式话筒。电容可变器件电容可变器件用于便携式用于便携式调频发射机，将声波的强弱变化转换为电容量的变化。接入调频发射机，将声波的强弱变化转换为电容量的变化。接入振荡回路当中，可得瞬时频率按讲话声音强弱变化的调频信振荡回路当中，可得瞬时频率按讲话声音强弱变化的调频信号。号。 变容二极管变容二极管。利用。利用 PN 结反偏呈现的势垒电容而构成，结反偏呈现的势垒电容而构成，应用最为广泛。应用最为广泛。优点：工作频率高、固有损耗小、使用方便。优点：工作频率高、固有损耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入接入方法

35、：全接入、部分接入1变容二极管作为振荡回路总电容变容二极管作为振荡回路总电容的直接调频电路的直接调频电路( (1) )原理电路原理电路 为为 LC 正弦振荡器中的谐振回路。正弦振荡器中的谐振回路。Cj ：变容二极管的结电容，与：变容二极管的结电容，与 L 共同构成共同构成振荡器的振荡回路振荡器的振荡回路( (全接入全接入) )。振荡频率近似等。振荡频率近似等于回路的谐振频率，即于回路的谐振频率，即 osc 0 =j1LC( (2) )性能分析性能分析 归一化调频特性曲线方程归一化调频特性曲线方程已知变容二极管结电容已知变容二极管结电容的的变容特性变容特性nVvCvC)/1()0()(Bjj V

36、B ：PN 结的内建电位差，结的内建电位差，Cj(0)：v = 0 时的结电容，时的结电容，n ：变容指数，由：变容指数，由 PN 结工艺结构定，在结工艺结构定，在 6 之间。之间。31变容二极管总电压变容二极管总电压 v = ( VQ + v )，且，且| |v | | VQ，代，代入入 nnnnnnxCVVvVVCVVvVVVVVCVvVVVVVVCVvVCvC)1(11)0()0()0(1)0()(QjQBBQjQBQBBQBjBQBQBQBjBQjj ( (5- -2- -8) )( (5- -2- -8) )nxCvC)1()(Qjj 式中，式中， ( (5- -2- -9) )，n

37、VVCC)/1()0(BQjQj BQVVvx 式中，式中，CjQ 变变容二极管在静态工作点容二极管在静态工作点 Q 上的结电容上的结电容，x 为为归归一化一化的调制信号电压的调制信号电压，其值，其值恒小于恒小于 1。 j1LC将将 Cj 代入代入 osc 0 = 中，得中，得2)1()1(1 cQjj0oscnxLCxLCn ( (5- -2- -10) )式中，式中，为为 v = 0 的振荡的振荡( (载波载波) )角频率，与角频率，与 VQ 有有关。关。 Qjc1LC 2)1()1(1 cQjj0oscnxLCxLCn ( (5- -2- -10) )式式( (5- -2- -10) )

38、为归一化调频特性曲线方程，反映了振荡角频率为归一化调频特性曲线方程，反映了振荡角频率 osc 随随 x( (即即 v ) )变化的关系式。变化的关系式。 归一化调频特性曲线归一化调频特性曲线：指数指数 n 不同，不同， f / fc 随随 x 变变化的曲线。化的曲线。 f / fc 随随 x 变化的曲线变化的曲线如如图图 5- -2- -4 所示所示 ，可见，除，可见，除 n = 2 外，调频特性曲线均为非外，调频特性曲线均为非线性曲线。线性曲线。图图 5- -2- -4归一化调频特性曲线归一化调频特性曲线所以，变容二极管作为振荡所以，变容二极管作为振荡回路总电容，应选用回路总电容，应选用 n

39、 = 2 的的超超突变结突变结变容管。否则，调制器将变容管。否则，调制器将出现非线性失真，或使中心频率出现非线性失真，或使中心频率偏离偏离 c c 值。值。 直接调频电路的性能直接调频电路的性能 当当 v (t) = V mcos t 时，归一时，归一化调制信号电压化调制信号电压tmtVVVxcoscosBQm 其中其中，m = V m /( (VQ + VB)，若设，若设 m 足够小，可以忽略式足够小，可以忽略式( (5- -2- -10) ) 级数展开式中，级数展开式中，x的三次方及其以上各次方项，则的三次方及其以上各次方项，则图图 5- -2- -4归一化调频特性曲线归一化调频特性曲线!

40、 2)12/(2/21)1()(2c2/coscxnnxnxxn 将将 代入，利用代入，利用tmxcos )2cos1(21cos2xx 2cos)12(81cos2)12(811 )(22cosctmnntmnmnnx 可求得调频波的：可求得调频波的：A最大频偏最大频偏cm2 mn B中心频率偏移中心频率偏移 c 的数值的数值c2c)12(81 mnn C二次谐波分量的最大角频偏二次谐波分量的最大角频偏c2m2)12(81 mnn D调频波的二次谐波失真系数调频波的二次谐波失真系数)12(4m2mf2 nmk E中心角频率的相对偏离值中心角频率的相对偏离值2cc)12(81mnn ( (3)

41、 )讨论讨论 变容二极管选定，变容指数变容二极管选定，变容指数 n则则定，增大定，增大 m可增大相对可增大相对频偏，频偏， 但同时增大了但同时增大了非线性失真系数非线性失真系数 kf2和和中中心频率偏移心频率偏移 c c( )( )，2cc)12(81mnn ，)12(4m2mf2 nmk c2c)12(81 mnn 故，故，最大相对频偏受最大相对频偏受 kf2 和和 c c 的限制。在满足的限制。在满足 kf2 和和 c c的条件下，提高的条件下，提高 c 可以增大调频波的最大角频偏值可以增大调频波的最大角频偏值 m。 当当 n = 2 时，时， c = 0， 2m = 0，实现不失真调频。

42、，实现不失真调频。cm2 mn 变容二极管由变容二极管由 PN 结组成，其性能受温度影响较大，结组成，其性能受温度影响较大，为减少影响，可采用为减少影响，可采用部分接入部分接入电路。电路。2变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路( (1) )原理电路原理电路变容二极管部分接入变容二极管部分接入( (Cj 先和先和 C2 串接，再和串接，再和 C1 并接并接) )的的振荡回路。振荡回路。( (2) )性能分析性能分析回路总电容为回路总电容为j2j21CCCCCC nxCC)1(jQj 代入，则代入，则Qj2Qj21Qj2Qj21)1()1()1(CxCC

43、CCxxCCCCCCnnn )1(11)(Qj2Qj21oscCxCCCCLLCxn 相应的调频特性方程相应的调频特性方程 ( (3) )讨论讨论若将回路总电容视作一个等效的变容二极管，则等效变若将回路总电容视作一个等效的变容二极管，则等效变容指数容指数 n 必将小于变容二极管指数，故为实现线性调频：必将小于变容二极管指数，故为实现线性调频： 必必须选用须选用 n 大于大于 2 的变容二极管。的变容二极管。 正确选择正确选择 C1 和和 C2 的大小。的大小。部分接入，结电容仅为回路总电容的一部分，对振荡频部分接入，结电容仅为回路总电容的一部分，对振荡频率的调变能力比全部接入低。率的调变能力比

44、全部接入低。图图 5- -2- -7由图：由图：C2 主要影响低频区主要影响低频区的调制特性曲线的调制特性曲线图图 5- -2- -6图图 5- -2- -7C1 主要影响高频区的调频特性线。主要影响高频区的调频特性线。 部分接入，最大角频偏：部分接入，最大角频偏：)(1Qj2Qj21cCCCCCL pmncm2 式中式中p = (1 + p1)(1 + p2 + p1 p2) p1 = CjQ / C2， p2 = C1 / CjQcm2 mn 比较全部接入最大角频偏：比较全部接入最大角频偏： 可见，减小了可见，减小了 1/p，而，而 p 恒大恒大 于于 1。当当 CjQ 一定时，一定时，C

45、2 越小，越小，P1 越大；越大；C1 越大，越大，P2 越大，其越大，其结果都使结果都使 p 值增大，因此值增大，因此 m 越小。越小。 二、电路组成二、电路组成控制电路的接入原则：既可将控制电路的接入原则：既可将 VQ 和和 v 加到变容二极管上，实现控制作用，加到变容二极管上，实现控制作用，又不影响振荡器的正常工作。又不影响振荡器的正常工作。L1：高频扼流圈，对高频开路，对直流和调制频率短路。：高频扼流圈，对高频开路，对直流和调制频率短路。C2：高频滤波电容，对高频短路，对调制频率开路。：高频滤波电容，对高频短路，对调制频率开路。C1：隔直电容。对高频短路，对调制频率开路，：隔直电容。对

46、高频短路，对调制频率开路，VQ 和和 v 可有效加到变容二极管上。可有效加到变容二极管上。 对于高频，由于对于高频，由于 L1 开路、开路、C2 短路，因而是由短路，因而是由 L 和和 Cj 组成的振荡电路，不受控制电路影响。组成的振荡电路，不受控制电路影响。 对于直流和调制频率，对于直流和调制频率，C1 阻断，因而阻断，因而 VQ 和和 v 可有效可有效地加到变容二极管上，不受振荡回路影响。地加到变容二极管上，不受振荡回路影响。 实际电路：实际电路：变容二极管直接调频电路变容二极管直接调频电路( (1) )中心频率为中心频率为 140 MHz 的变容二极管直接调频电路。的变容二极管直接调频电

47、路。图图 5- -2- -9140 MHz 变容管直接调频电路变容管直接调频电路 T 的直流偏置：双电源供电的直流偏置：双电源供电 振荡电路变容管全接入的振荡电路变容管全接入的电感三点式电感三点式 D 的直流偏置的直流偏置 调制信号接入调制信号接入 型滤波型滤波( (2) ) 中心频率为中心频率为 90 MHz 的直接调频电路的直接调频电路图图 5- -2- -1190 MHz 直接调频电路及其高频通路直接调频电路及其高频通路 Q 点点 振荡电路：变振荡电路：变容管部分接入、电容容管部分接入、电容三点式三点式 变容管控制电变容管控制电路路 调 制 电 路 ：调 制 电 路 ：v (t) 经经

48、47 F 隔直电隔直电容和容和 47 H 高频扼流高频扼流圈加到变容管上圈加到变容管上( (3) ) 100 MHz 晶体振荡器的变容二极管直接调频电路晶体振荡器的变容二极管直接调频电路图图 5- -2- -12晶体振荡器的变容管直接调频电路晶体振荡器的变容管直接调频电路T1：音频放大器；：音频放大器； T2 ：皮尔斯晶体振荡器：皮尔斯晶体振荡器谐振回路：调谐在三次谐波谐振回路：调谐在三次谐波5.2.3张弛振荡电路实现直接调频张弛振荡电路实现直接调频用调制信号控制张弛振荡电路的充放电电流，便可改变用调制信号控制张弛振荡电路的充放电电流，便可改变电路的振荡频率，实现直接调频。载波为方波或三角波，

49、经电路的振荡频率，实现直接调频。载波为方波或三角波，经过滤波器或波形变换器变成调频正弦波。过滤波器或波形变换器变成调频正弦波。一、一、张弛振荡器直接调频电路张弛振荡器直接调频电路 张弛振荡器直接调频电路张弛振荡器直接调频电路如如图图 5- -2- -13 所示所示。电路为射极耦合多谐振荡器。电路为射极耦合多谐振荡器。 T1，T2 接成交叉耦合正反馈接成交叉耦合正反馈放大器。放大器。 设起始状态：设起始状态：T1 导通，导通，T2 截止。截止。VCC 向电容向电容 C 充电，充电电流充电，充电电流为为 I0。vE1 基本不变，基本不变，vE2 下降。下降。当当 vE2 = VCC VD(on)1

50、 VBE(on) 时：时：T2 导通，导通，T1 截止。截止。 电容反向充电，充电电流为电容反向充电，充电电流为 I0。vE2 基本不变，基本不变， vE1 下降。下降。 当当 vE1 = VCC VD(on)2 VBE(on) 时：时：T1 导通，导通，T2 截止。截止。重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。 如果：如果：VD(on)1 = VD(on)2 = VBE(on)，方波电压频率为方波电压频率为BE(on)04CVIf 用调制电压控制用调制电压控制 I0可以得到调可以得到调频方波电压。频方波电压。集成压控射极耦合多谐振荡器集成压控射极耦合多

51、谐振荡器 M1658 如如图图 5- -2- -14 所所示示。 最 高 振 荡 频 率最 高 振 荡 频 率 155 MHz。 T3 T6：交叉耦：交叉耦合正反馈放大器，其合正反馈放大器，其中中 T3，T4 为射随器，为射随器，起隔离、电平位移和起隔离、电平位移和改善波形作用。改善波形作用。T7、T8、T14：差分放大器，防止：差分放大器，防止 T5、T6 进入饱和区。进入饱和区。T11、T12：差分放：差分放大器偏置电流源的固定大器偏置电流源的固定部分。部分。 T9、T10：差分放：差分放大器偏置电流源的可变大器偏置电流源的可变部分。部分。 T15：射随器，输：射随器，输入调制电压，控制偏

52、置入调制电压，控制偏置电流源的可变部分。电流源的可变部分。 和和 输出极性输出极性相反的方波电压。相反的方波电压。二、调频非正弦波转换为调频正弦波二、调频非正弦波转换为调频正弦波1调频方波调频方波参见参见 图图 5- -2- -15。调频方波电压电压表达式调频方波电压电压表达式v(t) VmK2( c t Mf sin t)tMt sincf 令令有有 cmcmcmc2m5cos43cos4cos4)()(VVVKVtv cmcmcmc2m5cos43cos4cos4)()(VVVKVtv得到调频方波的傅里叶级数展开式得到调频方波的傅里叶级数展开式 )sin55cos(4)sin33cos(4

53、)sincos(4)(fcmfcmfcmtMVtMVtMVtv 通过中心频率为通过中心频率为 n c 的带通滤波器，可取出其中的带通滤波器，可取出其中 n 次谐次谐波的调频正弦波。其载波角频率为波的调频正弦波。其载波角频率为 n c，调频指数为，调频指数为 nMf。为保证调频波不失真，带通滤波器的带宽应大于所取频为保证调频波不失真，带通滤波器的带宽应大于所取频谱宽度，同时为避免频谱重叠，取谱宽度，同时为避免频谱重叠，取c222)()(fBWBWnn 式中，式中，(BW )n + 2 和和 (BW )n 分别为调频方波中分别为调频方波中 (n + 2) 次和次和 n 次谐波分量所占据的有效频谱宽

54、度。次谐波分量所占据的有效频谱宽度。 参见图参见图 5- -2- -16。重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。 2调频三角波调频三角波调频三角波如图调频三角波如图 5- -2- -17 所所示。示。三角波傅里叶级数展开式为：三角波傅里叶级数展开式为：)5sin13sin1(sin8)(ccc2m tttVtv 单音调制时，令单音调制时，令 tMt sincf 调频三角波的傅里叶展开式为：调频三角波的傅里叶展开式为： )sin55sin(1)sin33sin(1)sinsin(8)5sin13sin1(sin8)(fcfcfc2mccc2mtMttMt

55、tMtVVtv 通过带通滤波器可以取出载波角频率为通过带通滤波器可以取出载波角频率为 n c 调频指数为调频指数为nMf 的调频正弦波。的调频正弦波。调频三角波还可以通过非线调频三角波还可以通过非线性变换网络变为调频正弦波。性变换网络变为调频正弦波。 将调频三角波变换为调频正弦波，可以采用图将调频三角波变换为调频正弦波，可以采用图 5- -2- -18( (a) )所示的非线性变换网络所示的非线性变换网络。非线性变换网络一般由非线性变换网络一般由精密转折点电路近似实现。精密转折点电路近似实现。 1momO2sin)(vVVtv当当 vi = vc 时时 tVTVVVvcomcmmomosin4

56、2sin 采用上述电路，毋须滤采用上述电路，毋须滤除不需要的谐波分量，频率除不需要的谐波分量，频率可在更宽的范围内调变。可在更宽的范围内调变。张弛振荡器调频可以产张弛振荡器调频可以产生频偏大，调制线性好的调生频偏大，调制线性好的调频波，电路便于集成化是目频波，电路便于集成化是目前广泛采用的直接调频电路。前广泛采用的直接调频电路。缺点是载波频率不能很高。缺点是载波频率不能很高。5.2.4间接调频电路间接调频电路调相电路调相电路调频方法：调频方法：直接调频直接调频间接调频间接调频间接调频间接调频 实现间接调频电路的关键：调相电路。实现间接调频电路的关键：调相电路。图图 5- -2- -1实现方法：

57、实现方法：矢量合成法矢量合成法可变相移法可变相移法可变时延法可变时延法一、矢量合成法调相电路一、矢量合成法调相电路( (1) )原理原理单音调制时，调相信号的表达式为单音调制时，调相信号的表达式为vO(t) = Vmcos( ct + Mpcos t)= Vmcos ct cos(Mpcos t) Vmsin ct sin(Mpcos t)vO(t) = Vmcos( ct + Mpcos t)= Vmcos ct cos(Mpcos t) Vmsin ct sin(Mpcos t)当当 Mp ( /12)，窄带调相时，窄带调相时，cos(Mpcos t) 1，sin(Mpcos t) Mpc

58、os t，由此产生的误差小于，由此产生的误差小于 3%。vO(t) =Vmcos ct cos(Mpcos t) Vmsin ct sin(Mpcos t) Vmcos ct Vm Mpcos t sin ct近似由载波信号近似由载波信号( (Vmcos ct) )和双边带信号和双边带信号 ( (Vm Mp cos t sin ct) )叠加而成。用矢量表示，两矢量相互正交，其中叠加而成。用矢量表示，两矢量相互正交，其中双边带信号矢量的长度按双边带信号矢量的长度按 VmMpcos t 的规律变化。的规律变化。( (2) )实现模型实现模型( (a) )( (b) )图图 5- -2- -19矢

59、量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理矢量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理( (a) )实现模型实现模型( (b) )矢量合成原理矢量合成原理如图如图 5- -2- -19 所示所示，设，设 AM = 1，原理上，这种方法只能，原理上，这种方法只能不失真地产生不失真地产生 Mp ( /12) 的窄带调相波。的窄带调相波。vo(t) Vmcos ct Vm Mpcos t sin ct窄带调相波就是这两个正交矢量合成的产物，故称之为窄带调相波就是这两个正交矢量合成的产物，故称之为矢矢量合成法量合成法。二、可变相移法调相电路二、可变相移法调相电路1实现原理实现原理载波电压载波电压 Vm

60、cos ct 通过可控相移网络通过可控相移网络 这个网络在这个网络在 c 上产生的相移上产生的相移 ( c) 受调制电压的控制受调制电压的控制 ，且呈线性关系即，且呈线性关系即 ( c) = kpv (t) = Mpcos t，其输出电压便为所需的调相波，其输出电压便为所需的调相波，即即 vo(t) = Vmcos ct + ( c) = Vmcos( ct + Mpcos t)2实现方法实现方法变容二极管调相电路变容二极管调相电路( (1) )原理图原理图图图 5- -2- -24可变时延法调相电路的实现模型可变时延法调相电路的实现模型Cj ( (D) )、L 组成谐振回路，由角频为组成谐振