H桥级联型多电平逆变器调制策略对比分析

1、h桥级联型多电平逆变器调制策略对比分析高压变频器/h桥级联/调制策略/谐波性能1引言随着高压大功率电动机在高压驱动场合的不断需求，高压变频器成为了这些场合实现节能的有效装置。 而h桥级联型多电平逆变器已成为高压变频器的一种产品，在发电厂、矿山、市政、冶金等工业领域得到 了实际应用。在h桥级联型多电平逆变器的应用过程屮，fi前的调制策略対输出电床的谐波性能仍存在 一些问题，对高压电动机的运行冇一定的影响。本文首先对传统的两种调制策略进行了对比分析，进而提 出一-种改进的调制策略，最后达到提高ii桥级联型多电平逆变器输出电压谐波性能的冃的。2 h桥级联型多电平逆变器t图1三相h桥级联型多电平逆变器

2、图1为三相h桥级联型多电平逆变器的拓扑。该拓扑每相采用m个相同的功率单元串联，当功率单元 的直流母线电压为e时，逆变器可输出相电压为(2m+l)e.这样，可以通过m个较低的直流电压e的冇序 叠加，输出较髙的交流电压(2m+l)e,因此，每个功率单元的功率开关可以采用i耐压较低的igbt等元件， 避免了低ir功率开关直接串联存在的动、静态均压问题。每相的功率单元串联后，末端功率单元短接构成 三相多电平逆变器的屮性点n,始端功率单元为每相输出端a、b、co由于逆变器输出相电压为(2m+l)个阶梯形电压，这可以冇效地降低输出电压的谐波含量、减小了 dv/dt. 抑制了电磁干扰。该拓扑在输出和同电压等

3、级的情况下，不同的调制策略，对输出电压的谐波性能影响不 同，显然，对于直流母线侧采用不可控整流的h桥级联型多电平逆变器來说，能够有效抑制谐波含量的调 制策略对提高逆变器的运行性能至关重要。3调制策略的谐波性能对比分析对于h桥级联型多电平逆变器，目前采用的传统多载波调制策略有：消谐波pwm(sub-hannonic pwm)、 载波相移pwm(phase-shifted pwm)o下文对这两种调制策略下逆变器输出电压的谐波性能进行对比分析， 并提出一种改进的调制策略，进一步抑制三相逆变器输出线电压的谐波含量。3. 1消谐波pwm调制策略针对两单元级联型五电平逆变器，图2为其消谐波pwm调制策略。

4、每个功率单元的上下桥臂驱动信号 互补，因此每个功率单元需要2路载波，对丁两也元级联型五电平逆变器共需4路载波，如图2所示，并 且每个载波ci对应输出电圧的一个pwm电平层i(i=l,2,3,4)。当调制波的幅值小于载:波c2的幅值时，逆 变器只能输出pwm电平层2、3的三电平电压。由于载波分布为垂直方向同相位，因此，多电平逆变器输出电压的等效载波频率仍为载波频率。图3的 仿真条件为:调制波频率fm=50hz,调制度ma=0.9,载波频率22khz时。图3为两单元h桥级联型五电 平逆变器采川消谐波pwm调制策略下输出仿其，图3(a)为逆变器输出五电平相电压，图3(b)为输出相电 压频谱。山该频谱

5、分析可得,在该调制策略下，逆变器输出电压的等效载波频率为2khz,即载波频率,并 且输出电丿"k的总谐波畸变率thd=31.53%。(a)输出相电压(b)输出相电压频谱图3消谐波pwm调制策略下逆变器输出仿真3.2载波相移pwm调制策略为了进一步提高多电平逆变器输出电压的等效载波频率，图4为载波相移pwm调制策略，每个功率单 元的功率开关相对应的载波相位差为(7t/m)o对于五电平逆变器来说，两功率单元的功率开关和对应的载波 相位差为兀/2,如图4所示，由丁-在一个载波周期内，调制波与载波相交4次，因此输出电压的等效载波频 率为载:波频率的4倍。图4载波相移pwm调制策略图5为9图3

6、同一仿其条件下，五电平逆变器采川载波相移pwm调制策略逆变器输出仿真，图5(a)为 该调制策略下逆变器输出的五电平相电压，图5(b)为相电压的频谱。与图3(b)相比，以相同开关频率,载 波相移pwm调制策略卜逆变器输出电斥的等效载波频率捉高了 3倍，町以冇效降低开关损耗，因此该 调制策略较消谐波pwm调制策略和比，具冇更高的性能。/(10ms/div)zh426.54%(a)输岀相电压(b)输出相电压频谱图5载波相移pwm调制策略下逆变器输出仿真3.3改进的调制策略从h前的高压大功率驱动场合的应用來看，多电平逆变器主要应用于三相电驱动场合，并流母线电 压主要通过功率二极管不可控整流、电容滤波获

7、得。而多电平逆变器线电压波形质量直接决定高压电动机 的运行性能。并且,不可控整流获得的直流母线电压受滤波电容、整流拓扑、逆变器拓扑及其负载类型等 因素影响，产生不同程度的玄流母线电压波动。而直流母线电压的波动，将使得载波和移pwm调制策略不能够满足pwm调制的“而积等效原理”，使 得多电平逆变器输岀电斥产生较多的低次谐波，影响负载的运行性能。针对该问题，本文提出一种改进的 调制策略如图6所示，根据采样的直流母线电压值vdc与直流母线电压基值v*dc,采用前馈控制方式，以 k=vdc/v*dc为前馈增益系数，实时调节载波的瞬时值，从而改变调制波与载波的相交时刻，使得在直流母 线电压波动的情况下，

8、pwm调制方法仍能满足“面积等效原理2",进而冇效地抑制逆变器输出电压的低 次谐波含量。以两单元h桥级联型五电平逆变器为例，图7为载波和移pwm调制策略卜-逆变器线电压输出仿真，图 7( a)为五电平逆变器输出9电平线电压，由于直流母线电压的波动，使得输出线电压存在较大的低次谐波, 幅值约为基波幅值的4%,如图7(b)所示。而对于图7( a)中输出线电压存在的另一个问题是，线电压中部分 相邻电平层间存在电平层交叠现彖，这将会増加输出线电压的高次谐波含量。r(5ins/div)>pg£>y(2khz/div)(a)输出线电压(b)输出线电压频谱图7载波相移pwm调

9、制策略f逆变器线电压输出仿真为了冇效抑制输出线电压的高次谐波含虽，解决线电斥部分电平层的交叠现彖，在图6的改进调制策略 的基础上，捉出锯齿载波相移pwm调制策略，这样，使得调制波与载波的一个交点始终箝位在锯齿载波 的始(末)端，输出线电压在儿何位置上消除了电平层交叠问题。/(5ms/div)x2khz/div)(a)输出线电压(b)输出线电压频谱图8改进的调制策略下逆变器输出线电压仿真图8为改进的调制策略卜逆变器输出线电压仿真，图8(a)为9电平线电丿£完全消除了电平层交叠问题, 由图7(b)和图8(b)的输出线电压频谱对比可得，输出线电压的低次谐波最大幅值与基波幅值比约由4%抑制

10、到0.5%,爲次谐波最大幅值.与基波幅值比约由11%抑制到6%,线电压的tiid由22.83%下降到14.26%, 因此，对丁-不可控幣流的多电平逆变器来说，改进的调制策略有效地抑制了输出线电压的高、低次谐波含 量。4实验结果为了验证载波相移pwm调制策略与提出的改进调制策略的对比分析，以三相三电平逆变器为实验平台 进行实验。单相整流器输入电压为30v,载波频率fc=2khz, rl负载为r=150q, l=10mh。图9为载波 和移pwm调制策略下实验波形，受负载影响，图9(a)中的直流母线电压ude冇一定程度的波动，而线电 压uab存在电平层交叠问题。由图9(b)的线电压频谱得，线电压的低

11、次谐波最大輪值为基波輪值的7%, 高次谐波的最大幅值为基波幅值的27%,线电压的thd=51.05%o/(5ins4s)27%1thd-51.05h1il. i(a)h流母线电压与线电压(b)线电压频谱图9载;波相移pwm调制策略下实验波形bk5ins/格）阳436.12%12%1丄m1»l |、匕2翌一ji40008000(a)直流母线电床与线电床(b)线电压频谱图10改进的调制策略实验波形图10为改进的调制策略实验波形，图10(a)为完全消除电平层交叠问题的输出线电压，由图9(b)和图10(b) 的线电乐频谱对比可得,在直流母线电压波动的情况下，线电压的低次谐波得到了有效抑制，而高次谐波 的最大幅值iii基波幅值的27%下降为12%,并且线电压的thd 111 51.05%下降为36.12%,改进的调制策略 有效地提髙了输出线电压的谐波性能