解析PRT自激励振方式VRC软开关变换电源技术

1、解析prt自激励振方式vrc软开关变换电源技术在开关变换电源电路中，将谐振型变换开关元件的励振、驱动方法定义为两类， 即把设置有专用的励振和驱动电路方式叫作它激励振、驱动；把利用变压器反馈 电路实现的励振、驱动方式叫作自激励振、驱动。这里阐述利用正交型变压器 prt反馈电路构成的口激励振方式电压谐振型软开关变换电源技术。1正交型变压器的控制技术对于自激励振方式谐振型变换器的控制技术，尤其重要的是釆用各种铁氧体磁心 的正交型变压器prt。图1是prt构造和电感特性及电路图形符号。其中，图 1(a)为iii单口型铁氧体磁心prt；图1(b)为新双口型铁氧体磁心prt；图1 (c) 为prt电路符号

2、。比较它们的形状和电感特性后得知，新双口型prt的磁路长 度比旧单口型的磁路长度延长，磁阻增加。由于主线圈n的电感量ln和控制线 圈nc的直流控制电流ic的变化，使新双口型的ln变化幅度和线性范畴都扩大 to(a) lllf 3中铁y附起心prt'卩诙yl休磁心prt<c) prt电路符弓图1电感特性及电路图形符号在图2中设控制线圈nc流过直流ic时产生的磁通为(l)c、主线圈n1或n2上流 过交流电流ii时产生的磁通为"1。若图2(a)屮箭头方向为正，则在磁路a和d 上的磁通©c和© 1方向相反，磁通为4)l-4)c；而在磁路b和c上的磁通4>

3、;c和 01方向相同，磁通为©1+gc。图2(b)屮主线圈n1加载到磁路b和d上的bh 曲线，相当于被lc的变化而调制的磁滞曲线。出于加载到线圈nc磁路a, b 上的(1)1感生电压互相抵消，在nc上不产生交流电压，所以prt的电流ic信 号就可以作为控制磁路b和d上的磁通量，把它作为可控电感元件，实现谐振 型变换器的控制技术。图2(c)为这种prt的电路符号。(c) pri-的电路oorhlim 线正交型变压器的磁通、b-h曲线、符号2自激励振方式电压谐振型变换器开关元件在断开时，加在开关元件上的电压波形是lc谐振时产生的正弦波电压, 也称之为电压谐振。利用电压谐振型变换器vrc电

4、路和prt的组合，可以构成 各式软开关变换电源。常用的自激励振方式vrc的控制方式冇如下几种：2. 1并联谐振频率控制方式图3为单管自激励振方式vrc的并联谐振频率fo控制方式的开关变换电源电 路。图3(a)为电路图，图3(b)为控制特性图，图3(c)为工作波形图。h242 vvv,v-m.|9m v4 vji% vfio02 叮4讨控wmw300 v 出kt格&1h ll|kia/uv-. 22nvt 242 v(c) l作波形图s 3 并联谐振频準控制方式开关变换电源图3(a)中prt的结构如图2所示，线圈n1与脉冲电流转换器pcc的电感ls串 联后，再与并联电路(包括vcbo&g

5、t;1 200 v的耐高压bjt管q1、续流二极管d1、 并联谐振电容cr)串联。另外，有屮心抽头的全波整流线圈n2与谐振电容cs并 联。图屮自激励振电路由下述元件和小电路构成，如启振电阻rs,串联谐振电路(包 括绕冇1匝线圈的脉冲电流转换器pcc、限流电阻rb、定时电感lb、定吋电 容cb),并联电路(包括箝位二极管db, q1的基极一发射极)。由此可知，这个 自激励振、驱动电路的工作波形是低噪声、正弦波波形。另外，在rb较小时.开关变换频率fs由lb和cb的串联谐振值决定，见式(1)：(1)为了表示vrc电路的谐振频率fo和输出宜流电压eo,在eo端接上负载电阻 rl后，分别设nl, n2

6、的电感值为li, l2；匝数比为n=ll /l2；滤波电解电 容ci两端电压为ei,则等效电路的导出解析式结果fo及eo。见式(2),式(3)：由式可知，若固定fs,控制prt的可变电感l1,就可控制谐振频率fo和输出电 压eo。设fo>fs, w=2 nfs，则如图3(b)所示,依据prt控制原理,若控制ic, 就能稳定输出电压eo的值。当q1截止时，产生的集一射间脉冲电压vcp是l1+l2和cr的并联谐振电压， 其峰值是ei的56倍，但q1瞬断时的开关变换损耗较小。当负载功率po二”180” w,交流输入电压vac=220v, fs=50 khz时，可以得到acdc的电能变换效 率为

7、nac-dc=83%o从ci端prt的励磁电流ii和n2侧cs的两端交流电压 v2的工作波形可以看到，其基本上接近光滑的正弦波状，可以达到低噪声，满 足实用的目的。2. 2谐振电压脉冲宽度控制方式在图3屮，prt的主线圈nl, n2是用(ihooum单线捆成4050根的绞合线绕 制而成，它不但要保证铁氧休磁芯的绝缘间隙，还会造成体积增大。为了减少电 路体积，可以想到，如果控制pcc的电感量ls,也能对eo进行控制。故将图 3的pcc换成图1的prt,则用pit 次侧串接prt的方式构成了 vrc,如图 4所示。图4(a)为电路图；图4(b)为工作波形图。corprt<a)电路图；m匕 _

8、w 05%if'波形图4 一次侧连接正交型变压鴛方式的电压谐振型变换器这个屯路的构成原理是，prt和pit的一次侧有lr+l1和cr的并联谐振电路; 二次侧有n2电感l2和cs的并联谐振电路。图4中的vi和v2分别为两组的 并联谐振脉冲电压。用电流驱动变压器cdt控制开关管q1的断合工作。由于 控制了 prt的nr电感lr,所以能够控制谐振电路vi的脉冲宽度,达到 稳定输出电压e0的目的。电压谐振波形如图4(b)所示，图中的工作参数为fs=110 khz,控制范畴为tl=34. 5 us,控制宽度为 tl = l. 5us,电能效率为n ac-dc=83%o另夕卜，除了图4用pit-次

9、侧连接prt的脉冲宽度控制方式v rcz外，还有用 pit的二次侧连接prt的脉冲宽度控制方式vrc,这个电路的构成原理是，pit 的一次侧有l1和cr、二次侧n2有电感l2+lr和cs的这两组并联谐振电路。对于eo的稳压，由于控制prt的nr电感lr,所以能够控制二次侧谐振电压 v2的脉冲宽度厶丁彳。用pit二次侧连接prt的脉冲宽度控制方式vrc的典型 工作参数为fs=71. 5 khz,控制范畴t2=712 us,控制宽度厶t2=5 u so上述叨种谐振电压脉冲宽度控制方式电路都不需要prt的主线圈nr、控制线圈 nc和磁芯间的距离，所以可以使之小型化。另外，上述的vrc是最大负载功 率

10、pomaxl50 w的情况，在ac输入电压vac=220 v时，为了确保开关元 件qi, pit和prt的可靠性，输入整流滤波电路几乎都设计成全桥整流方式。由于供给vrc电路的直流输入电压ei较高，伴随着vac t -ei t ,则变压器 一次侧的谐振电流i q1和cr上的电压谐振脉冲电压vcp t，其vcp可高达1 500 v以上。所以，q1和cr要采用大于1 800 v耐高压的元件，并且还要对q1 的饱和压降vce(sat)、下降吋间tf及高频特性的大小有所限制。因此，对上述 电路进行改进，得到如图5所示的升压型复合电压控制方式vrc。2. 3升压型复合电压控制方式图5(a)由pit的三次

11、线圈n3、升压二极管db、主绕组有抽头的prt(主绕组n r分为分为nk和nr”线圈；nr为升压控制线圈；nr”为谐振电压脉冲幅度控 制线圈)、滤波电解电容ci构成了升压型复合电压控制方式vrc。这就是用1 组控制电路，同时能够控制升压eb和并联谐振脉冲电压幅度vcp,并达到eo 稳定的复合电压控制方式vrc。设db的正向导通电压为vf, prt主绕组nr的总电感量为lr, pit的一次线 圈n1的电感量为l1,则从ei和一次测vrc得到的升压电压eb,如式表示。ce(sat>"(1 +式中:设 nr”+n3=1 2n1；可变电感 lr=0. 2l1-1. 2l1； eb 为

12、ei2ei 控 制lr的变化，就能够得到2倍ei值的电压变化量。当nrnr”=14t时，lr 的动态控制范畴约为6倍。负载功率pomax的工作波形如图5(b)所示。对于vac 和pomax的变化关系，如图5 (c)所示ei和eb的描绘曲线。根据这种控制方式, 控制eb就能使eo稳定。随着vac的上升，控制prt的lr增加，让q1和 cr上的电压谐振脉冲峰值vcp固定为700 v左右，所以q1可采用vcbo<900 v 的低压器件。(a)升压型虹汁电爪證制avrc(b) i作波形乓的关系曲线图5 升压型复合电压控制方式的电压谐振型变换器电路典型参数：pomax= 180 w, pomin=60 w,开关频率为 100 khz, ci=l 000 u f / 400 v, ci=l 000u f / 250 v, cr=6 800 pf, c2=0. 01 u f。在 vac=220 v 时，效率达到nac-dc=86%,基木可实现高效率和轻小型结构。这种vrc不 但输出功率大，体积小，重量轻，而冃.是一个控制效果相当好的实用电路。3结语该电路的综合特点是：输出功率高，为po>150 w；电能转换效率高，为nac- dc>83%；容许输入电压变动范围宽，为vac=220 v(-20 %+10%),挣制性 能好，应用厂泛