电动汽车用高频开关整流模块控制系统设计

1、电动汽车用高频开关整流模块控制系统 设计邹灿吴星荣杭州科技职业技术学院机电工程系摘要：pwm整流桥与dc/dc变换器两级式级联充电模块由于可靠性高、便于模块化集成 等优势在数据中心供电系统与电动汽车充电站等方而获得广泛应用。为消除前级 三相pwm整流器采用传统控制策略网侧电流畸变问题，提出并采用了引入电压 前馈与qpr的加权控制策略，dc/dc变换器采用基于移相控制的恒压、恒流2种 供电模式，给出了详细的理论分析与控制环路参数设计原则。为验证策略的可靠 性，搭建了 1台功率为15 k w的开关整流模块样机。实验结果表明，设计采用 的控制策略网侧电流谐波含量小，后级变换器实现了零电压开关且变压器

2、原边 输岀电流波形质量良好。关键词：屯动汽车;三相pwm整流器;dc/dc变换器;比例谐振控制;移相控制;零电压 开关； 作者简介：邹灿(1982-)女，研究生，讲师，ema订：1458418146qq. com收稿日期：2016-11-26基金：浙江省教育厅科硏项目，纯电动汽车直流充电模块系统设计 (y201636743)control system design of highfrequency switching rectifier inelectrie vehicle charging modulezou can wu xingrongdepartment of mechanical

3、and electricalengineering, hangzhou polytechnic;abstract：due to the advantages such as high reliability, easy to modular integration, pwm rectifier and dc/dc converter two levels of cascading charging modules is widely used in the data center power supply system and electrie vehicle charging station

4、s. to eliminate the grid current distortion problem whon the three-phase pwm rectifier adopt the traditional control strategy, a new control strategy named voltage feedforward and qpr compound method was put forward. constant pressure phase shifting control was used for the dc/dc convertex. the deta

5、iled theoretical analysis and parameter design methods were given out. to demonstrate the cffectivcncss of the control strategy, a 15 k w high frequency switching rectifier prototype platform was built, the experiment results show that the grid current with the proposed control strategy is good, zer

6、o voltage switches is realized and current quality of transformer primary side is good.keyword：electric vehicle (ev) ; three-phase pwm rectifier; dc/dc converter; proportional-resonant control; phase shift control; zero voltage switching (zvs);received： 2016-11-26电动汽车作为全部或部分以电力为动力源的汽车，相较于传统的以汽油为动力 源

7、而言，在环保与节能等方面占据着明显的优势。与电动汽车配套的高压直流充 电装置是制约电动汽车行业发展的主要因素;传统的ups与48 v低压直流供电方 式在可靠性、安全性及高能耗等方面的问题也越来越多，尤其是可靠性低、建设 成本高、维护及扩容难度人、供电效率低、电流谐波犬等局限性逐渐凸显。安全 可靠的高性能充电装置引起了国内外学者的广泛关注1_旦1。目前普遍采用的电 动汽车充电系统主要结构为共交流母线结构与共直流母线结构。共交流母线结构 中充电机输入端为三相交流电网，所有的充电机模块共用交流母线;共直流母线 结构中所有的dc/dc变换器通过共用直流母线并联实现给蓄电池充电。其中共交 流母线结构便于

8、扩容，为了增大充电机的功率可以将多个开关整流模块输岀端 并联，因此，可靠性较共直流母线结构更高，在实际系统中获得广泛应用。电动汽车用级联式充电系统通常采用三相整流器与dc/dc变换器两级级联系统 构成。目前针对单级变换器的相关研究均已取得了一定成果，然而针对在充电系 统的整体设计上缺乏系统性的研究报道。基于此，文中设计的充电装置采用目前 广泛采用的三相整流与dc/dc变换器模块级联方式，其中整流模块由两级功率 变换组成，前级采用三相pwm桥式整流电路，后级采用改进型zvs全桥dc/dc 变换器。文中给出了详细的理论分析与控制系统设计原则，在理论分析的基础上 构建了完整的实验样机模型并进行了实验

9、分析，结果表明文屮提出并采用的控 制策略控制性能良好，系统动静态特性优良，对于级联式开关整流充电模块系 统控制环路工程设计有一定的参考价值。1前级桥式整流器电路拓扑文中采用的三相pwm整流器的电路拓扑如图1所示。图1中，g, usb, g为三 相交流输入电网电压;l为抑制高次谐波的升压电感，r为升压电感的等值内 阻；sxl. 2 (x=a, b, c)为由mosfet管构成的桥式开关管;c为直流侧储能电容;u。 为前级整流输出电压4-5。图1三相桥式pwm整流器电路拓扑fig. 1 circuit of three-phase pwm rectifier下载原图2前级pwm整流模块控制策略前级

10、pwm整流模块采用电压外环与电流内环构成的双环控制结构。其中电压外环 采用pi控制，一方面稳定直流侧的电压，另一方面实现单位功率因数控制，电 压外环输出经过锁相作为网侧电流给定llcf;电流内环经过qpr调节电感电流， 实时跟随输入电压的波形变化，确保网侧交流电流动态跟踪的快速性。电压外环 pi控制器的输出决定了输入电流的均方根值。采用电压前馈与qpr复合补偿控 制的屯流内环传递函数框图如图2所示。图2电流内环前馈补偿控制策略框图fig. 2 control block diagram of current loop with feed-forward control 下载原图 图2中，i“与

11、讥(x二a, b, c)分别为网侧电流参考信号与反馈电流;k呗为pwm 环节等效增益;数字信号采样及驱动环节的等效延时在此取为开关周期ts的1. 5 倍。根据图2可列写电流输出方程为可以看到，当k取为1/k咖时，式（1）第2项等于0,由电网电压所引入的扰动 将得到抵消，k呗为输入电压瞬时值与直流输岀电压比值，即可实现电压前馈对 电压扰动的抑制。此吋电流给定信号为结合图2可得电流内环的开环传递函数表达式为引入复合补偿机制后，可以看到特征方程未变，其稳定性能与未加电网电压前 馈时一致。控制器参数的合理选择对于性能指标异常重要，为使得系统具有良好 的动态与稳态性能，在此结合系统数学模型给出qpr控制

12、器参数设计的一般规 律。首先确定比例增益心 假设积分增益金为0,则电流内环开环传递可简写为为提高电流内环抗扰性能，内环控制环路参数设计按照ii型系统设计，基于二 阶最优理论，在此取阻尼比为0. 707,对应系统超调为4. 37%,此时可得比例增 益为积分增益心的大小在一定程度上直接影响系统的抗扰性能，在谐振点处增益为 积分越大，稳态误差越小，在此取积分增益为20。截止频率3c影响qpr带宽， 截止频率的选取需要兼顾抗扰性能，在文中取为3尸3 rad/so图3给出了采用文中控制器时电流内环闭环传递函数幅频特性曲线。同时为进一 步抑制其至消除网侧电压引入的谐波分量，采用qpr控制的谐波补偿器只在各

13、 自谐振频率附近产生谐振，其余谐振频率不产生谐振且各次谐波间影响很小， 电流内环引入分次谐波并联qpr补偿器抑制网侧电流谐波。文中采用的电流内环 qpr控制器结构如图4所示。图 3 电流内环幅频特性曲线 fig. 3 amplitude frequency characteristics of current inner loop 下载原图图 4 分次谐波 qpr 控制器 fig. 4 harmonic compensation of qpr controller 下载原图图4中，分次谐波并联qpr补偿器表达式为图5为分次谐波补偿系统伯徳图。从图5可以看到，采用qpr控制的谐波补偿器 只在各自

14、谐振频率附近产生谐振，其余谐振频率不产生谐振且各次谐波间影响 很小，故电流内环引入分次谐波并联qpr补偿器可以有效抑制谐波电压所带来 的网侧电流谐波分量。图 5 分次谐波 qpr 幅频特性曲线 fig. 5 amplitude-frequency characteristic of harmonic compensation of qpr control ler 下载原图 电压外环pi参数设计吋，将电流内环闭环传递函数做降阶处理，等效为一阶惯 性环节，其中惯性环节系数取为t =l/k,则电压外环开环传递函数方程列写为式中:& (s)为电流内环闭环传递函数;久(s)为pi表达式;g“ (

15、s)为滤波电 路传递函数。为有效消除直流输出电压屮的100 iiz纹波，同时为增大相位裕度，将电压补偿 器的零点设置在15 hz处，则可得电压外环校正前后开环传递函数幅频特性曲线, 如图6所示。可以看到，补偿后穿越频率为15 hz,相位裕度为50,完全满足系 统稳定判据。图6电压外环开环传递函数幅频曲线fig. 6 amplitude frequency charac teris tics of volt age loop下载原图3后级zvs全桥dc/dc变换器与环路参数设计文屮所采用的zvs全桥dc/dc变换拓扑如图7所示。其屮00为功率管；口九 为不控整流桥相应的二极管;c 为漏源极并联的

16、电容;lt为谐振电感，它包括 了变压器的漏感;变压器变比为k;j为飞跨电容，其容量相对较大回。图 7 dc/dc 变换器拓扑结构 fig. 7 topology of dc-dc converter 下载原 图zvs全桥直流变换器的基本控制方法为开关管q和q2或开关管q,和q同时导通 或关断，每只开关管的导通时间小于开关周期的一半。通过控制功率管qq(的 通断，即可在a, b两点得到幅值为叽/2的矩形波电压。再经过高频变压器与不 控整流，在c, d两点得到幅值为uin/2k的直流脉冲电压，再经过输出滤波电路 后得到直流电压，通过调节开关管占空比大小，可以实现输出电压的调节。开关整流模块后级dc

17、/dc变换器控制模式常分为恒压控制与恒流2种控制模式, 其控制框图如图8所示。限于篇幅，在此仅给出恒压控制时控制环路设计方案, 文中设计的恒压控制采用基于平均电流的双环控制策略，其中电压外环采用传 统pi控制策略稳定肓流侧的电压，电流内环通过调节电感电流，实时跟随输入 屯压的波形变化，控制量为主变压器原边电流。图8 dc/dc全桥变换器控制模式环路框图fig. 8 the control diagram of dc/dc converter下载原图由文献3可知，变压器原边电流与占空比z间的传递函数gd (s)的表达式为后级全桥变换器主要电路参数为:输入电压叽二680 v,谐振电感i石6uh,变

18、压 器匝数比k二1,输出滤波电感lr=65 u h,输出滤波电容g=1 080 u f,输出满载 时负载为40q,设计补偿后的电流环开环传递函数的穿越频率为2. 5 k hz,如 果加入补偿网络后电流环路开环传递函数以-20d b/dec穿越0 d b线，则变换 器具有较好的相位裕度，因此补偿传递函数的零点设计在穿越频率之后，选择 1.5 k hz,则可得屯流内环pi参数可根据下式计算：为简化电压外环参数设计，在此可将电流内环闭环函数等效为一阶惯性环节或 理想环节，图9为电压外环控制框图。图 9 电压外环控制原理框图 fig. 9 structure block diagram of volt

19、age control 下载原图图9中际(s)与笳(s)分别为电压外环与电流内环pi控制器传递函数，gpiu (s)为输出电压与电流之间的传递函数，则可得电压外环开环传递函数为相应地可以得到校正后电压外环开环传递函数为为了使加入补偿网络后的电路具有足够的相位裕度且具有足够快的高频响应， 在设计补偿前先设定电压环补偿，电压环开环传递函数的穿越频率为450 hz, 幅频曲线以-20 d b/dec穿越0 d b线，为了使补偿后电压环开环传递函数在450 hz时的增益为0 d b,因此补偿网络在穿越频率处增益为11.6 d b,如图10所 zjl o图1 0前后电压外环开环传递函数幅频特性曲线fi呂

20、.10 amplitude-frequency characteristic of voltage loop下载原图4实验结果分析为进一步验证控制策略的正确性，基于上述理论分析构建了完整的系统实验平 台。系统主控芯片采用tms320f2812,前后级换流器的开关频率均为12khz,整 机额定输出功率为15 k w,前级网侧电感为1.0 m h,给定交流输入电压380 v, 整流输出电压680 v。实验结果如图11图13所示。图11为充电装置满载运行时，前级pwm整流桥网侧电流输出波形，网侧电流相 位与三相调压器的线电压一致，内环引入多qpr并联补偿消谐策略后，网侧电 流波形质量得到较大改善，网

21、侧电流波形质量满足国标要求。图1 1采用文中控制策略时系统输出波形fig. 11 the output waveforms with the proposed stagey下载原图图12a、图12b分别为后级满载与半载稳态运行时变压器原边输出电流波形。可 以看到原边输出电流波形质量良好，通断脉动小。从图12c中可以看到，其中 ql管有效实现了零电压开关，有效验证了文中策略的可靠性。图 1 2 后级 dc/dc 变换器原边电流波形 fig. 12 the main output waveforms of dc/dc converter下载原图图13为前后级级联后主要输出波形。可以看到前后级联后均能可靠运行，其中 前级电压稳定在687 v,后级输岀电压600 v,输岀电压基本平稳，变压器原边 电流输出波形良好