【精品毕业论文】移相全桥软开关变换器的设计

1、装订线安徽工业大学 毕业设计（论文）说明书移相全桥软件开关变换器的设计电气工程及其自动化 李跃 089064117 指导教师：胡雪峰 副教授摘要软开关技术和数字控制是电力电子领域的重要课题。本文就是对两者进行有机结合所做的简单尝试。软开关的形式诸多，其中移相全桥零电压软开关变换器（Phase-Shift Full-Bridge Zero-Voltage Switching Converter，简称PSFB-ZVS变换器）由于结构简单，控制方便在中大功率电源中获得了广泛的应用。本文针对经典的PSFB-ZVS变换器拓扑进行了细致的分析，推导出电路工作的相关状态方程。并用MATLAB软件对主电路进行

2、了仿真，仿真结果证明了理论分析的正确性。在此基础上，根据既有实验条件，设计了一台小功率的样机，对主电路和测控电路的参数进行了计算和选取，并以ARM STM32F407VG控制器为核心，结合数字PID控制理论实现了对变换器的电压电流双闭环控制。利用ARM强大的事务管理机制，设计了友好的的人机界面，提高了装置的易操作性和灵活性。关键字：移相全桥，软开关，ARM，数字控制ABSTRACTSoft-switching technique along with digital control scheme plays very important role in the subject of power

3、 electronics. This paper gives a simple try to combine the two techniques. Among so many constructions of soft switch, Phase-Shift Full Bridge ZVS converter has been widely used for medium-high power DC power supply due to it's good performance with simple topology and simple control. Based on d

4、etailed analysis of the classical PSFB-ZVS converter, parameter calculation equations are derived in this paper. The main circuit is simulated by MATLAB to prove the validity of the theoretical analysis. Restricted by the resources in the laboratory, a low power prototype is made to observe operatin

5、g mode of the circuit. Both parameter and structure of the main circuit and auxiliary circuit are designed. Based on the lasted ARM STM32F407VG mcu, combined with digital PID control scheme, the converter is operated under the control of voltage-current dual loop. Thanks to the powerful task-managin

6、g ability of ARM, a friendly HMI is built which makes the apparatus easy to manipulate and much more flexible.Keywords: Phase-Shift Full Bridge, Soft-Switching, ARM, Digital Control 第一章 绪论1.1 课题背景电源是一切电气设备的心脏，其重要性不言而喻。由于效率高，体积小等得天独厚的优点，开关电源在绝大部分场合已取代线性电源而成绝对的主流。但随着低碳节能的观念深入人心和电力电子技术的飞速发展，传统开关电源的地位受到

7、了严重的挑战。为了缩小设备体积，必须提高工作频率，而开关损耗也将随之水涨船高，效率会严重下降，鱼和熊掌不可兼得。软开关技术正是在这种背景下应运而生。开关变换器的发展趋势是高频、高功率密度、小型轻量化。但大多数传统变换器中的开关器件是在电压很高或电流很大的条件下开通或关断，其开关时的电压和电流波形如图1.1所示，具有这种开关特性的开关称为硬开关。开关管工作在硬开关状态时，由于开关管不是理想器件，在开通时开关管的电压不是立即下降为零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，而是有一个上升时间。在开通的这段时间内，电压和电流有一个交叠区，产生损耗，称之为开通损耗。当开关管关断时，开

8、关管的电压不是立即从零上升至电源电压，同时电流也不是立即下降到零，也有一个下降时间。在关断的这段时间内，电压和电流也有一个交叠区，产生损耗，称之为关断损耗。因此在开关管工作时，不仅有通态损耗还会产生开通损耗和关断损耗，统称为开关损耗。在一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是一定的，开关变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗就越高，开关变换器的效率就越低。开关损耗的存在限制了开关变换器开关频率的提高，从而限制了开关变化器的小型化和轻量化。同时，硬开关在开通和关断时电压电流快速变化，产生严重的开关噪声。图 1.1 硬开关过程随着开关变化器的工作频率的不断提高，硬开关

9、将会给变换器带来如下问题：1）开关损耗大:开通时，开关器件的电流上升电压下降同时进行；关断时，电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗。该损耗随开关频率的提高而急速增大。2）感性关断电压尖峰大：当器件关断时，电路中的感性原件感应出尖峰电压。开关频率越高，关断越快，该感应电压越高。此电压加在开关器件两端，易造成器件击穿。3）容性开通电流尖峰大：当开关器件在很高的电压下开通时，储存在开关器件结电容中的能量以电流形式全部耗散在该器件内。频率越高，开通电流尖峰越大，从而会引起器件过热损坏。另外，二极管由导通变为截止时存在着反向恢复期，开关管在此期间内的开通动作易产生很大的冲击电流

10、。频率越高，该冲击电流越大，对器件的安全运行造成的危害越大。4）电磁干扰严重：随着频率的提高，电路的di/dt和dv/dt增大，从而导致电磁干扰(EMI)增大，影响整流器和周围电子设备的正常工作。5）二极管的反向恢复问题：二极管由导通变为截止时存在着反向恢复期，在此期间内，二极管处于导通状态，若立即开通与其串联的开关器件，容易造成直流电源瞬间短路，产生很大的冲击电流，轻则造成该开关器件和二极管损耗急剧增加，重则致其损坏。1.2 软开关的原理和实现1.2.1 软开关的基本概念开关变换器的高频损耗问题严重妨碍了开关器件工作频率的提高，采用软开关（Soft Switching）是解决上面问题的有效途

11、径。软开关工作方式与硬开关工作方式不同：理想的零电流软关断过程是电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零；理想的零电压软开通过程是电压先下降到零，然后电流再缓慢上升到正常值，所以开通损耗近似为零，从而解决了容性开通的问题。同时，di/dt,dv/dt的降低使得电磁干扰问题得以解决。软开关技术实际上是利用电容与电感谐振，使开关器件中的电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流过零时，使器件关断；当电压过零时，使器件开通，实现开关损耗为零。通过在基于硬开关的开关电路中引入很小的电感L、电容C等谐振元件，便可在开关过程前后引入谐振过程，开关开通前电压先降为零，或关断前电流先降为

12、零，就可以消除开关过程中的电压、电流的重叠，降低他们的变化率，从而大大减小甚至消除损耗和开关噪声。具有这种开关特性的开关称为软开关，应用软开关的电路称为软开关电路。软开关电路中典型的开关过程如图1.2所示。图 1.2 典型软开关过程1.2.2 软开关的分类软开关可以分为两类,即零电压开关和零电流开关。1）零电压开关（ZVS）：开关开通前两端电压已降为零，这样开关开通时就不会产生损耗和噪声，这种开通方式为零电压开通；与开关并联的电容能延缓开关关断后电压上升的速率，从而降低关断损耗，有时称这种关断过程为零电压关断，关断时不会产生损耗和噪声。2）零电流开关（ZCS）：使开关关断前其电流为零，则开关关

13、断时也不会产生损耗和噪声，这种关断方式称为零电流关断；与开关串联的电感能延缓开关开通后电流上升的速率，降低了开通损耗，这种开通方式称之为零电流开通。1.2.3 软开关变换器的拓扑软开关技术在改善功率开关器件工作状态方面效果明显，使开关电源的高频化成为可能。按软开关电路的调制方式，可将其分为PFM软开关和PWM软开关。PFM软开关电源结构简单，但工作频率不恒定，给变压器、电感等磁性元件的优化设计带来一定的困难。此类软开关电源适用于负载、输入电压相对稳定的应用场合。全谐振变换器、准谐振变化器(QRCs)和多谐振变化器（MRCs）属于PFM控制方式。PWM控制方式软开关电源，工作在恒频模式，大大方便

14、了磁性元件的优化设计，是软开关电源中应用最广泛的控制方式。零开关PWM变换器零转换PWM变换器以及移相全桥软开关属于PWM控制方式。各种软开关变换器的拓扑可以分为以下几类：1）全谐振变换器全谐振变换器（Resonant Converters）一般称之为谐振变换器，实际上是负载谐变换器。按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变化器（Series Resonant Converters,SRCs）和并联谐振变化器（Parallel Resonant Converters，PRCs）两类。按负载与谐振电路的连接关系也可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联称之为串联负载谐振变换器（Series Load

15、 Resonant Converters，SLRCs），另一类是负载与谐振回路相并联称之为并联负载谐振变换器（Parallel Load Resonant Converters，PLRCs），在谐振变换器中,谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。谐振变换器与负载关系密切，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制的方法。串联谐振变换器、并联谐振变换器如图1.3所示。图 1.3 全谐振变换器2）准谐振变换器准谐振电路是最早出现的软开关电路，其中有些现在还在大量使用。准谐振电路可以分为 零电压开关准谐振电路（Zero-Voltage-Switching Quasi-Resonant Convert

16、er,ZVS QRC）。 零电流开关准谐振电路（Zero-Current-Switching Quasi-Resonant Converter,ZCS QRC） 零电压开关多谐振电路（Zero-Current-Switching Multi-Resonant Converter,ZVS MRC）准谐振电路中电压或电流的波形为正弦半波，因此称之为准谐振。谐振的引入使得电路的开关损耗和开关噪声都大大下降，但也带来一些负面问题：准谐振电压峰值很高，要求器件耐压必须提高；谐振电流的有效值很大，电路中存在着大量的无功功率的交换，造成电路导通损耗加大；谐振周期随输入电压、负载变化而变化，因此电路只能采用脉

17、冲频率调制（Pulse Frequency Modulation,PFM）方式来调制，变化的开关频率给电路设计带来困难。零电流开关准谐振变换器（ZCS QRC）、零电压开关准谐振变换器（ZVS QRC）、零电压开关多谐振变换器（ZCS MRC）的基本开关单元如图1.4所示。 图 1.4 准谐振软开关基本单元3）零开关PWM电路零开关PWM电路中引入了辅助开关来控制谐振开始的时刻，使谐振仅发生于开关过程的前后。零开关PWM电路可以分为： 零电压开关PWM电路（Zero-Voltage-Switching PWM Converter,ZVS PWM）。 零电流开关PWM电路（Zero-Curren

18、t-Switching PWM Converter,ZCS PWM）。这两种电路的基本开关单元如图1.5所示。与准谐振电路相比，这类电路有很多明显的优势：电压和电流基本上是方波，只是上升沿和下降沿较缓，开关承受的电压明显降低，电路可以采用频率固定的PWM控制方式。图 1.5零开关PWM基本单元4）零转换PWM电路零转换PWM电路也是采用辅助开关控制谐振开始的开始时刻，所不同的是，谐振电路是与主开关并联的，因此输入电压和负载电流对电路的谐振过程影响很小，电路在很宽的输入电压范围内和从零负载到满载都能工作在软开关状态。而且电路中无功功率的交换被削减到最小，这使得电路效率有了进一步的提高。零转换PW

19、M电路可以分为：零电压转换PWM电路（Zero-Voltage-Transition PWM Converter,ZVT PWM）。零电流转换PWM电路（Zero-Current-Transition PWM Converter,ZCT PWM）。这两种电路的基本单元如图1.6所示。图 1.6 零转换PWM基本单元5）移相全桥软开关变换器后文将针对移相全桥零电压开关变换器作详细的讨论，在这里先作简答介绍。移相全桥电路是目前应用最广泛的软开关电路之一，最大的特点是结构简单（如图1.7所示），可以采用恒频PWM控制，同硬开关全桥电路相比，并没有增加辅助开关等元件，而是仅仅增加了一个谐振电感，就使得

20、电路中四个开关器件都在零电压的条件下开通。图 1.7 移相全桥变换器移相全桥软开关变换器通过改变全桥对角线上下开关管驱动信号移相的大小来调节输出电压，让超前臂开关管控制极上的电压领先于滞后臂开关管上控制极的电压一个相位，并对同一桥臂的两个反相驱动信号设置不同的死区时间，巧妙的利用变压器漏感和开关管结电容及变压器一二次侧之间的寄生电容来完成谐振过程，实现零电压或零电流开通或关断，错开开关器件大电流与高电压同时出现硬开关状态，减小了开关损耗与干扰。移相全桥软开关变换器不增加或只需增加很少元件，除了具有传统全桥变换器中开关器件电压电流额定值较低、功率变压器利用率高、输出功率大等优点外，还实现了开关器

21、件的软开关，但此类变换器有一个明显的缺点，即变压器二次侧存在占空比丢失现象，而滞后臂的软开关范围受负载、输入电压等多种因素的影响。如何减小二次侧占空比的丢失，增大滞后臂软开关范围是移相全桥软开关变换器需要深入研究的问题。1.3 开关电源的数字化控制随着微电子技术、计算机技术的发展，以及数字控制理论的成熟和发展，数字控制系统的优势日益明显。近年来，数字控制技术在电力电子领域获得了广泛的应用，采用以微机为基础的数字控制替代模拟控制已成为现代电力电子电路控制的重要发展趋势。相对模拟控制系统，数字控制系统一般具有下列优势：1）系统紧凑，通用性强，可一机多用，性能价格比高。与模拟控制系统不同，数字控制系

22、统的控制方案并不是全部体现在硬件电路上，而是主要集中在控制程序，即软件上。用于控制的微处理器，又称微控制器，往往具有丰富的片内外设可供使用。因此，系统的硬件设计一般比紧凑。而且，在硬件配置确定之后，系统始终具有较强的通用性，仍可选择多种控制方案。另外，微控制器内部资源丰富，还可进行分时处理，故容易实现一机多用，达到较高的性能价格比。2) 控制规律灵活，且可在线修改控制算法或参数。数字控制系统中，若想改变控制规律，一般只需改变控制程序，硬件结构则可保持不变。因此，可以方便地尝试各种可能的控制规律，甚至可以在控制程序中根据控制对象的不同工况在线、实时地变更控制算法或参数，实现所谓的变结构、自整定控

23、制。3) 可以实现许多先进、复杂的控制算法，可望从根本上提高系统的性能指标。电力变换器往往受电网波动和负载变化的双重影响，且高频工作下的开关器件和储能元件均会偏离其理想特性。这样，控制对象的精确模型就无法获取，经典控制理论遇到了一定的困难。而现代控制理论或智能控制理论涉及到的许多复杂运算，是模拟系统无法或难以完成的，但具备运算、记忆和判断能力的微处理器则擅长于实现这类算法。4) 抗干扰能力强，可以获得较高的稳定性和控制精度。数字控制使用的是以“l”、“0”表示的逻辑“高”、“低”电平，区分明显，不易受外界干扰和元件参数老化、漂移的影响。另外，数字调节器的控制精度不象模拟调节器那样取决于元器件的

24、精度，而是主要取决于机器字长和运算误差。一般来说，元器件的精度很难达到10-3，而数字调节器的运算精度则很容易达到这个数量级。5) 便于实现控制、管理与通信的结合，可提高分布式系统的自动化程度和可靠性。随着分布式电源系统的发展，数字控制系统的网络通信和集中监控功能也越来越受到重视。目前用于实现开关电源数字化控制的主要手段有：1）专用的大规模集成电路（ASIC）使用简单，无需编程，但灵活性受限。2）使用可编程逻辑器件（CPLD，FPGA等），能够灵活的的搭建自己的逻辑电路，具有强大的并行处理能力，对于发生复杂的驱动信号非常有效，但由于缺乏数学运算能力，通常需要配合其他MCU或DSP或者嵌入软核。

25、3）使用微控制器，如单片机，DSP，ARM等。它们具有极好的快速运算、信息存储、逻辑判断和数据处理能力，以及丰富的片内外设，因此很容易实现电力电子变换器系统中的许多控制要求，在电力电子变换器中得到了日益广泛的应用。作为嵌入式处理器的领头军，ARM发力于MCU市场，推出了基于V7架构的32位Cortex M系列微处理器，具备强大的运算能力和丰富的外设，本文将采用最新的基于Cortex-M4的STM32F407处理器作为控制核心。1.4 本文的主要内容 本文结合软开关技术和数字控制技术，选取了应用广泛的移相全桥零电压软开关拓扑和最新的ARM Cortex-M4控制器，设计了一台数字控制的软开关DC

26、/DC变换器。第一章讨论了软开关出现的背景，简要介绍了各种不同类型的软开关电路。同时阐明了数字控制带来的好处。第二章详细分析了移相全桥零电压开关变换器的工作原理，推导了相应的状态方程，总结了该变换器的特点和缺陷，并给出了一些改进的拓扑。第三章介绍主电路的MATLAB仿真，给出了仿真参数设置，仿真结果波形，并对仿真结果作出分析。第四章设计了硬件电路，包括主电路以及控制电路。第五章介绍系统的软件部分，如ARM控制器简介，数字PID原理，移相信号的发生，系统UI的设计等。第六章对实验情况进行了简单介绍，并分析了实验结果和不足之处。第二章 PSFB-ZVS变换器工作原理分析2.1 全桥变换器及其控制策

27、略移相全桥零电压开关变换器（PSFB-ZVS Converter）的基本拓扑仍然是全桥变换器，和普通硬开关全桥变换器相比，只是采取了特殊的控制方式实现了软开关。所以在正式分析PSFB-ZVS变换器之前，有必要对全桥变换器的各种控制策略予以介绍。全桥变换器由于开关管承受电压小、额定电流小、高频变压器利用率高等优点获得了广泛的应用，特别是在中大功率的开关电源中。下图（图2.4）为基本全桥电路的拓扑和关键波形。图 2.1 全桥变换器基本拓扑和主要波形全桥电路的控制方式一般分成四种：双极性控制方式、有限双极性控制方式、不对称控制方式、移相控制方式，各种控制方式的驱动信号如图2.2所示：图 2.2 各种

28、控制方式对应的驱动信号1) 双极性控制方式：斜对角的两只开关管S1、S4和S2、S3同时开通和关断，开通时间不超过半个周期，即导通角不超过180°。2) 有限双极性控制方式：在正半周期中，S4一直开通，S1只开通一段时间；负半周期中，S2一直开通，而S3只开通一段时间，由于S4、S2分别在Sl、S3之后关断，可定义S1、S3为超前桥臂，S2、S4为滞后桥臂。3) 不对称控制方式：斜对角的两只开关管S1、S4和S2、S3同时开通和关断，与(1)中不同的是，该方式中开通和关断是互补的。且S1、S4的开通时间和S2、S3的开通时间是不一样的，因此变压器两端的交流方波电压不对称。4) 移相控

29、制方式：每个桥臂的两个开关管180°互补导通，并插入一定的死区Td。两个桥臂的开关管导通差一个相位，即所谓移相角Ps。两个有一个相位差的电压叠加后输送给负载，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由于S1、S3的驱动信号分别超前于S2、S4，可定义S1、S3为超前桥臂，S2、S4为滞后桥臂。从控制策略来看，由于控制方式(1)、(3)斜对角的两只开关管同时关断，因此一般不能实现软开关。而控制方式(2)、(4)斜对角的两只开关管关断时间错开，一只先关断，一只后关断，适宜实现软开关。2.2 移相全桥ZVS变换器工作模态分析移相全桥零电压开关变换器的主电路拓扑如图2.3所示。和基本全桥变换器相

30、比，仅仅增加了谐振电感Lr。四个开关管组成了两个桥臂，其中S1，S3为超前臂，S2，S4为滞后臂。C1、C2、C3、C4为开关管的寄生电容，也可能包括外接的谐振电容。Cb为隔直电容，用于防止变压器发生直流磁偏。S1、S3的驱动信号超前于S4、S2一个0180°的移相角，改变这个角度可以调节输出电压的的的大小。图 2.3 移相全桥ZVS变换器主电路为了方便分析，我们假定以下条件成立：1) 忽略所有开关管，二极管上的导通压降且视开关过程是理想的；2) 电路中的电容、电感和变压器均视为理想元件；3) Lf*K2>>Lr，K是高频变压器原边和副边的匝数比。在一个开关周期中，移相全

31、桥零电压开关变换器的工作过程可以分为12个模态，主要波形如图2.4所示。现对其前半个周期的六个工作模态进行分析。图 2.4 移相全桥关键波形分析起点（t0时刻）：如图2.5所示。S1和S4导通，原边电流ip的路径为VinS1LrTrCbS4。副边DR1导通，DR2截止，能量由原边向副边传输。图 2.5 t0时刻等效电路图 2.6 不同模态对应的等效电路模态1（t0-t1）：如图2.6（a）所示。t0时刻S1被关断，由于电感中的电流不能突变，原边电流将转移至C1、C3支路，即C1被充电，电压逐渐升高，C3被放电，电压逐渐下降。由于放电电流包括滤波电感Lf中的电流，因此对C3而言，可近似看做恒流放

32、电。由于C1的电压从零逐渐升高，故S1是零电压关断。这个模态中电容C1、C3上的电压和原边电流ip为： (2.1) (2.2) (2.3)等到t1时刻时，C3电压被放电至0，S3的反并联二极管D3导通续流，模态1结束。该模态持续的时间为： (2.4)模态2（t1-t2）：如图2.6（b）所示，S3两端的电压在D3导通后被钳位至零，如果此时开通S3,则为零电压开通。如果开关是MOSFET的话，电流会流过MOS管。如果是IGBT的话则仍由二极管续流。S3和S1的驱动信号死区时间td(lead)应满足： (2.5)在续流的这段时间内，原边电流为滤波电感电流反射到变压器原边的值，即 (2.6)该模态结

33、束时（t2时刻），原边电流减小至I2。模态3（t2-t3）：如图2.6（c）所示，t2时刻时，S4被关断，由于电感电流不能突变，ip将转移至C2和C4支路,即C2被放电,C4被充电。由于C4上的电压是逐渐上升的，因而S4是零电压关断。同时由于uAB=-uC4,两个桥臂中点的电压变为负值，导致变压器原边电压为上正下负，副边为下正上负，故DR2导通，两个二极管同时导通进入换流状态，使副边输出电压为0，导致原边电压也为0，电源电压直接加在谐振电感Lr上，这个模态中的相关状态方程为： (2.7) (2.8) (2.9)式中，。在这个模态结束时（t3时刻），C2上的电压被放电至0，D2导通续流： (2.

34、10)模态4（t3-t4）：如图2.6（d）所示，S2两端的电压在D2导通后被钳位在零电位，如果此时打开S2则S2为零电压开通。为了实现S2的零电压开通，要求S2和S4驱动信号之间的死区时间满足： (2.11)若开关为MOSFET，则此时电流会流过开关，若为IGBT则不会流过电流，仍由D2续流，谐振电感的储能回馈给输入电源。整流二极管DR1和DR2同时导通导致副边电压为0，因此原边绕组两端的电压也为0，电源电压全部加在谐振电感Lr上，使得原边电流Ip迅速下降。原边电流表达式为： (2.12)该模态结束时（t4时刻），原边电流由ip(t3)减小至0，二极管D2、D3截止，S2、S3中将会流过电流

35、。该模态持续的时间为： (2.13)模态5（t4-t5）：如图2.6(e)所示，原边电流逐渐减小，在t4时刻减小至0并继续向负方向增加，流经S2、S3。由于变压器原边电流ip不足以提供负载电流，滤波电感的电流仍通过两个整流二极管换流。故原边绕组上的电压依然保持为0，电源电压仍完全加在谐振电感Lr上，原边电流表达式为： (2.14)这个模态结束时（t5时刻）原边电流增加到等于滤波电感电流在原边的反射值-Ilf(t5)/K，这时DR1截止，电感电流全部转移到DR2中。模态5持续时间为： (2.15)模态6（t5-t6）：如图2.6(f)所示，t5时刻以后，原边开始向副边传输能量，原边电流表达式为：

36、 (2.16)由于Lr<<K2·Lf,上式经简化可得到： (2.17)在t6时刻，S3关断，变换器开始另半个周期的工作，和前半周期的工作状况是一致的，只不过是有前半周期是由S1、S4导通换相至S2、S3而后半周期是由S2、S3导通换相至S1、S4，不再赘述。2.3 变换器主要特点分析2.3.1 实现ZVS的条件通过上面的分析可以得到，实现开关管的ZVS操作需要足够的能量用来：1) 给将要开通的开关管并联电容放电，使其电压下降至零；2) 给同一桥臂将要关断的的开关管的并联电容充电至电源电压；3) 抽走变压器原边绕组寄生电容CTR上的电荷。因此，为了实现ZVS，在能量上应满足

37、 (2.18) 超前桥臂实现ZVS超前臂实现ZVS的条件相对宽松。因为超前臂的开关管的零电压开通条件是由Lr和Lf中的储能共同创造的。在超前臂的谐振过程中，滤波电感和谐振电感可以看作是串联的，它们共同给超前臂开关管的结电容放电，因Lf较大，放电的过程可以看做是一个恒流放电的过程。超前臂的死区时间应满足： (2.19) 滞后桥臂实现ZVS滞后臂相对超前臂的零电压开通条件较为苛刻。因为滞后臂的零电压开通条件完全是由谐振电感Lr中的储能创造的。在滞后臂谐振的过程中，副边两个二极管同时导通，导致原边电压为0，Lr和C2、C4发生谐振，也就是说实现零电压操作的能量完全是由Lr提供的。而Lr较小，当负载较

38、轻时，就可能无法提供足够的能量。由此可见，如果要实现滞后臂开关管的ZVS操作，应满足下列条件：1）谐振电感Lr中存储的能量大于并联电容中的存储的能量 (2.20)CTR通常很小，如果忽略不计则有 (2.21)2) 滞后臂两个开关之间插入的死区时间应满足 (2.22)通过求解以上两个不等式，可以得出谐振电感和谐振电容的合适值，不同的Lr和Clag对零电压开通过程的影响如下所示：图 2.7 谐振电感电容对谐振过程的影响Lr和Clag均不宜过大或过小，两者应根据实际情况协调选取，另外还要考虑Lr对占空比丢失的影响。2.3.2 副边占空比丢失移相全桥零电压开关变换器有一个很重要的现象，就是副边占空比的

39、丢失。占空比丢失是指副边输出电压的占空比DS小于桥臂中点间的电压占空比DP，两者之间的差值DP-DS为占空比丢失的大小Dloss。由图2.6可以看出，当变压器的原边电流在正方向和负方向间切换时，由于其不足以提供负载电流，使副边的两个整流二极管同时导通，副边输出电压为零。换流的这段时间为： (2.23)这段时间就是占空比丢失的时间，故丢失的占空比为： (2.24)由此我们可以看到，占空比丢失的大小和很多因素有关。如果要减少占空比的丢失，就需要减小谐振电感，而谐振电感的减小可能导致无法实现滞后臂的零电压开通。因此，对于基本移相全桥拓扑来说，占空比丢失大小和零电压开通的负载范围是矛盾的。解决这个问题

40、的办法是对基本拓扑进行改进。2.4 其他改进型PSFB-ZVS拓扑由上一节的分析可知，基本PSFB-ZVS拓扑的零电压开通范围受负载影响较大，为了拓展滞后臂零电压开通的范围，需要在原边加入串联谐振电感，但这又会导致副边占空比丢失加剧，导致输出电压下降甚至给设备造成损坏。为了解决占空比丢失和零电压开通范围的矛盾，以及边整流二极管有严重的高频寄生振荡以及电压过冲的问题，人们提出了很多改进型的拓扑，目前主要有以下几种方案：1）通过增加励磁电流来实现零电压开通。利用励磁电流可以实现变换器的全负载范围零电压开关，但是增加励磁电流也就增加了初级电流，因而增加了开关管的通态损耗和变压器的功耗，不利于提高变换

41、器的转换效率。2）原边采用饱和电感。原边加饱和电感的全桥变换器原理图如图2.8(a)所示，此法可在较宽负载范围内实现零电压开关，能抑制初级电流尖峰，比单纯地在变压器原边串联谐振电感的方法占空比丢失要小得多。但磁芯上的损耗很大，饱和电感的发热很严重。3）为滞后臂增加辅助LC谐振网络。其原理图如图2.8(b)所示，此方法是在滞后臂上并联一个LC辅助支路，当滞后臂的开关管开关时，漏感电流和辅助电路的电感电流同时给并联电容充放电，从而在较宽范围内实现滞后臂的零电压开关。图2.8 改进型拓扑4) 加入可控的辅助电路。如图2.9(b)所示，该拓扑的优点是副边占空比丢失小，辅助开关管和辅助电感以及滞后臂的通

42、态损耗小，辅助电路中所有器件的电压电流应力小，且电流应力与负载无关，比负载电流小得多，电压应力则等于变换器的输入电压。但该电路也存在不足：增加了两个辅助开关管，需要增加两套驱动电路，增加了电路的复杂性，且两个开关管是硬开关的，存在关断损耗。5）变压器原边加钳位二极管和换向电感辅助谐振换流网络。如图2.9(a)所示。该拓扑的优点是不但拓宽了滞后臂的ZVS范围还有效地抑制了副边寄生振荡，缺点是由于在原边串接了换向电感，在负载较重时，副边占空比丢失严重，原边所加的钳位二极管工作在硬开关状态下，二极管反向恢复损耗大且会产生严重的电磁干扰。图2.9 改进型拓扑2.5 本章小结本章首先介绍了基本全桥DC/

43、DC变换器的几种控制策略，然后引出移相全桥零电压变换器，详细分析了变换器的几个工作模态，并给出了相应的等效电路，状态方程和工作波形。总结了变换器的几个重要特性，如实现零电压的条件，副边占空比的丢失，最后简要的介绍了几种针对基本PSFBZVS变换器不足进行改进的拓扑。本章为后面的仿真和硬件设计提供了重要的理论依据。第三章 变换器的MATLAB仿真3.1 MATLAB/Simulink简介Matlab是由Math Work公司开发的一种功能强大的用于数值计算及可视化图形处理的科学计算软件。MATLAB是Matrix Laboratory(矩阵实验室)的缩写。它将数值分析、阵计算、图形图像处理和仿真

44、等诸多强大功能集成在一个极易使用的交互式环境中，为科学研究、工程设计提供了一种高效率的编程工具，在动态仿真中被广泛采用。目前，MATLAB已经广泛用于理工科大学从高等数学到几乎各种专业课程之中，成为这些课程进行虚拟实验的有效工具。在控制、通讯、信号处理及科学计算等领域中，MATLAB都被广泛地应用，已经被认可为能够有效提高工作效率、改善设计手段的工具软件，掌握了MATTLAB就好比掌握了开启这些专业领域大门的钥匙。 尽管Matlab大大提高了编程效率，但仿真计算时仍需要编程。如果控制系统的结构比较复杂，通过编程将模型输入计算机仍显得十分麻烦。1992年Math Works公司推出交互式模型输入

45、与仿真环境Simulink，用户只要在模型窗口上调出各个系统环节，并用连线将它们串接起来，即可利用Simulink提供的功能对系统进行仿真和分析。Simulink的这种模型表示方法与自动控制中常用的方块图表示法极为类似，所以很容易将一个复杂系统的模型输入到计算机中。和Matlab相比，Simulink不仅界面友好，而且支持更灵活的模型描述手段：用户既可直接用方块图来输入仿真模型，也可用Matlab语言编写M文件来输入，还可将上述两种方法交叉混合使用，既可对连续系统也可对离散系统进行仿真，还适合于采样保持系统。同时，它也具有能在仿真进行的过程中动态改变仿真参数的功能。Smulink原本是为控制系

46、统的仿真而建立的工具箱Toolbox，在使用中，它很容易编程、易拓展，并且可以解决一般难以解决的非线性、变系数等问题；它能支持连续系统和离散系统的仿真，支持连续离散混合系统的仿真，也支持线性和非线性系统的仿真，并且支持多种采样频率系统的仿真，也就是不同的系统能以不同的采样频率组合，这样就可以仿真较大、较复杂的系统。因此，各学科领域根据自己的仿真需要，以MATLAB为基础，开发了大量的专用程序，并把这些程序以模块的形式都放入到Simulink中，形成了模块库SIMULINK Library Browser。从SIMULINK 4.1版开始有了电力系统模块库(Power System Blocks

47、et),在SIMULINK环境下用电力系统模型库的模块可以方便地进行RLC电路、电力电子电路、电机控制系统和电力系统的仿真。本文利用MATLAB Simulink对变换器的主电路和数字PID控制回路进行了仿真。3.2 主电路仿真利用MATLAB/Simulink搭建的主电路仿真模型如下：图 3.1 主电路仿真模型开关管的并联谐振电容和反并联二极管在内部设置，未画出。其中PS_Driver为封装成Subsystem的驱动模块，用于产生移相全桥所需的带死区移相驱动信号，如下图所示：图 3.2 驱动模块最终的设计目标是20V升100V，频率24KHZ,功率100W的DC/DC变换器，按照设计目标设定

48、的仿真参数如下： 输入电压Vin=20V 负载电阻RL=120 开关管导通内阻RDS_ON=0.01，谐振电容C=100nF 谐振电感Lr=3uH，隔直电容Cb=100uF 变压器原副边变比K=1:8，原边自感100uH 滤波电感Lf=2mH，滤波电容Cf=220uF 开关频率20KHz，移相角PS=30°，桥臂死区0.5us仿真得到的波形如下：（1）驱动信号 图3.3 驱动波形（2）输出电压 图 3.4 输出电压（3）电压UAB和整流输出电压Urec 图 3.5 UAB和Urec可以很明显的看到，在UAB由零上升到Vin后，整流输出电压Urec仍保持为零一段时间，即发生了占空比丢失

49、现象。因为在这段时间内，原边电流仍不足够提供负载电流，副边两个二极管同时导通导致副边电压为零。当原边电流上升达到滤波电感电流的反射值时，二极管换流结束，原边开始向副边传输能量。原边电流和二极管电流如下图所示：（4）原边电流和二极管电流 图 3.6 原边电流和二极管电流 仿真得到的波形和理论分析是一致的。超前臂关断后，原边电流缓慢下降，滞后臂关断引发副边二极管换流，原边电流快速变化，过零后向相反方向增大，直到等于副边电感电流的反射值时，换流结束，电流缓慢增加，能量由原边向副边传递。（5）开关管零电压开关波形 超前臂： 滞后臂 图3.7 开关管零电压开通波形由以上两图可以看出在额定负载时(120欧

50、)时，超前臂和滞后臂均实现了ZVS。开通信号到来之前，开关管两端的电压已下降至零，故为零电压开通。关断后由于并联电容的作用，两端电压缓慢上升，故为零电压关断。（6）滤波电感电流波形 图 3.8 滤波电感电流3.3 闭环控制的仿真在实际的电源系统中，通常要求输出电压恒定。然而在开环状态下，由于负载大小的变化，输入电压的变化，以及变换器本身元件的稳定性等诸多原因，输出不可能稳定，因此需要对变换器进行反馈控制。PID控制是连续控制理论中技术最成熟，应用最广泛的一种控制技术。它结构简单，参数调整方便，是在长期工程实践中总结出来的一套方法。为了给后面的数字PID控制奠定基础，在此用MATLAB对变换器进

51、行了PID控制的仿真。模型如下：图 3.9 闭环仿真模型控制方法采用了简单的电压单闭环PID控制方式，简单，稳定，参数整定方便。由于最终输出的是移相值，该值越大，输出越小，所以误差信号E=Vo-Vref而不是Vref-Vo。误差信号经过PID Controller计算，为了防止超出移相的上下限，接入了Saturation模块，最后经过Gain比例缩放输入到PS_Driver作为移相控制信号。PID的参数调整采用了在线整定法，首先根据经验和估计设定一定的值，观察系统的动态和静态响应，作出相应的调整。当系统的快速性不够时，需要增加Kp，当稳态误差长时间不能消除时需要增加Ki。系统的响应曲线如下所示

52、：（1）额定负载时启动（2）突加负载（100至50）图 3.10 系统响应曲线3.4 本章小结本章利用MATLAB软件首先对移相全桥零电压变换器主电路进行了仿真，给出了相应的仿真参数和关键波形，仿真结果与理论分析一致，超前臂和滞后臂均很好的实现了零电压开关，但存在占空比丢失现象。接着对系统进行了简单闭环控制的仿真，能够保持输出电压的稳定，但有明显的超调和震荡现象，参数还有待进一步调整。在负载突变时，电压跌落较小，调节过程较短，有较好的动态响应。主电路和闭环控制的仿真为后面的硬件设计和控制系统设计提供了很好的依据。第四章 硬件电路设计4.1 主电路设计设计的目标是一台20V输入，100V输出，开

53、关频率24K，功率100W的升压DC/DC软开关变换器。根据前面的理论分析和仿真实验，拟定的硬件参数如下。 变压器高频变压器的设计是开关电源设计的关键所在，变压器的设计主要有以下几个要点：一是磁芯材料的选择，二是磁芯结构与尺寸的选择，三是变压器原副边匝数比的确定，四是导线线径的确定，最后就是绕制方法的设计了。根据变换器的功率，利用AP乘积法，得出EE30型PC40材质铁氧体磁芯符合要求，保留一定的裕度，结合实验室条件，最终选择了EE42型铁氧体磁芯。24Khz时，铜导线的穿透深度约为0.4mm,原边电流为5A，铜导线的载流量按照6A/mm2计算，直径1.0mm的导线两股并绕能够满足要求。副边电

54、流约1A，选择0.4mm的铜导线绕制。为了防止磁芯的饱和，加入0.5mm的气隙，根据电感量和匝比的要求，本着减小漏感的原则，采用三明治绕法，先用1.0mm导线在最内层绕16匝，作为原边层1，然后用0.4mm导线在中间绕120匝作为副边，最后用1.0mm导线在最外层绕16匝作为原边层2。将层1和层2并联作为最终的原边绕组。经实测原边自感Lm=112uH，漏感Lk=1.2uH。 开关管开关管的选择主要考虑耐压，电流容量和导通内阻，个别情况需要考虑开关速度，结电容，性价比等。从理论上分析，移相全桥开关管承受的电压不会超过Vin,但受各种寄生参数的影响，总是有一些震荡带来尖峰，因此需要保留一定的容量。最终选择了仙童公司的FQA140N10，耐压100V，电流容量140A，导通内阻0.01。 整流二极管本变换器属于升压型变换器，输出电流较小，副边绕组匝数多。所以没有采用全波整流而采用全桥整流的方式，这样可以节省变压器空间。整流管的的选择主要考虑电流容量，反向耐压，恢复时间等。由于是整流管工作在高频状态下，需要快恢复型电力二极管，以降低反向恢复产生的损耗。根据既有条件，选择IXYS公司的 15I-300PA型超