EMIEMC设计讲座

1、EMI / EMC设计讲座（二 上）PCB上电的来源在PCB中，会产生EMI的原因很多，例如：射频电流、共模准位、接地回路、阻抗不匹配、磁通量等。为了掌握EMI，我们需要逐步理解这些原因和它们的影响。虽然，我们可以直接从电磁理论中，学到造成EMI现象的数学根据，但是，这是一条很辛苦、很漫长的道路。对一般工程师而言，简单而清楚的描述更是重要。本文将探讨，在PCB上电的来源、Maxwell方程式的应用、磁通量最小化的概念。电的来源 与磁的来源相反，电的来源是以时变的电双极（electric dipole）来建立模型。这表示有两个分开的、极性相反的、时变的点电荷（point charges）互为相邻

2、。双极的两端包含着电荷的变化。此电荷的变化，是因为电流在双极的全部长度内，不断地流动而造成的。利用振荡器输出讯号去驱动一个没有终端的（unterminated）天线，此种电路是可以用来代表电的来源。但是，此电路无法套用低频的电路原理来做解释。不考虑此电路中的讯号之有限传播速度（这是依据非磁性材料的介电常数而定），反正射频电流会在此电路产生。这是因为传播速度是有限的，不是无限的。此假设是：导线在所有点上，都包含相同的电压，并且此电路在任何一点上，瞬间都是均衡的。这种电的来源所产生的电磁场，是四个变数的函数：1. 回路中的电流振幅：电磁场和在双极中流动的电流量成正比。2. 双极的极性和测量装置的关

3、系：与磁来源一样，双极的极性必须和测量装置的天线之极性相同。3. 双极的大小：电磁场和电流元件的长度成正比，不过，其走线长度必须只有波长的部分大。双极越大，在天线端所测量到的频率就越低。对特定的大小而言，此天线会在特定的频率下共振。4. 距离：电场和磁场彼此相关。两者的强度和距离成正比。在远场（far field），其行为和回路源（磁的来源）类似，会出现一个电磁平面波。当靠近点源（point source）时，电场和磁场与距离的相依性增加。近场（near field）（磁和电的成分）和远场的关系，如附图一所示。所有的波都是磁场和电场成分的组合。这种组合称作Poynting向量。实际上，是没有一

4、个单独的电波或磁波存在的。我们之所以能够测量到平面波，是因为对一个小天线而言，在距离来源端数个波长的地方，其波前（wavefront）看起来像平面一样。这种外貌是由天线所观测到的物理轮廓；这就好像从河边向河中打水漂一样，我们所看到的水波是一波波的涟漪。场传播是从场的点源，以光速的速度向外辐射出去；其中，。电场成分的测量单位是V/m，磁场成分的测量单位是A/m。电场（E）和磁场（H）的比率是自由空间（free space）的阻抗。这里必须强调的是，在平面波中，波阻抗Z0，或称作自由空间的特性阻抗，是和距离无关，也和点源的特性无关。对一个在自由空间中的平面波而言：波前所承载的能量单位是watts/

5、m2。就Maxwell方程式的大多数应用而言，杂讯耦合方法可以代表等效元件的模型。例如：在两个导体之间的一个时变电场，可以代表一个电容。在相同的两导体之间，一个时变磁场可以代表互感（mutual inductance）。附图二表示这两种杂讯耦合机制。图一：波阻抗和距离的关系平面波的形状若要使此杂讯耦合方法正确，电路的实际大小必须比讯号的波长小。若此模型不是真正正确时，仍然可以使用集总元件（lumped component）来说明EMC，原因如下：1. Maxwell方程式不能直接应用在大多数的真实情况中，这是因为复杂的边界条件所造成的。如果我们对集总模型的近似正确度没有信心，则此模型是不正确的

6、。不过，大多数的集总元件（或称作离散元件）是可靠的。2. 数值模型不会显示杂讯是如何根据系统参数产生的。纵使有一个模型可能是答案，但与系统相关的参数是不会被预知、辨识，和显现的。在所有可用的模型当中，集总元件所建立的模型算是最好的。为什么这个理论和对Maxwell方程式的讨论，对PCB设计和布线（layout）很重要？答案很简单。我们必须先知道电磁场是如何产生的，之后我们就能够降低在PCB中，由射频产生的电磁场。这与降低电路中的射频电流有关。此射频电流直接和讯号分布网路、旁路和耦合相关。射频电流最后会形成时脉的谐波和其它数位讯号。讯号分布网路必须尽量的小，如此才能将射频回传电流的回路区域尽量缩

7、小。旁路和耦合与最大电流相关，而且必须透过电源分散网路来产生大电流；而电源分散网路，在定义上，它的射频回传电流之回路区域是很大的。图二：杂讯耦合方法（三）传导式EMI的测量技术(上)传导式（conducted）EMI是指部分的电磁（射频）能量透过外部缆线（cable）、电源线、I/O互连介面，形成传导波（propagation wave）被传送出去。本文将说明射频能量经由电源线传送时，所产生的传导式杂讯对PCB的影响，以及如何测量传导式EMI和FCC、CISPR的EMI限制规定。  差模和共模杂讯传导式EMI可以分成两类：差模（Differential mode；DM）和共模（Com

8、mon mode；CM）。差模也称作对称模式（symmetric mode）或正常模式（normal mode）；而共模也称作不对称模式（asymmetric mode）或接地泄漏模式（ground leakage mode）。由EMI产生的杂讯也分成两类：差模杂讯和共模杂讯。简言之，差模杂讯是当两条电源供应线路的电流方向互为相反时发生的，如图1(a)所示。而共模杂讯是当所有的电源供应线路的电流方向相同时发生的，如图1(b)所示。一般而言，差模讯号通常是我们所要的，因为它能承载有用的资料或讯号；而共模讯号（杂讯）是我们不要的副作用或是差模电路的副产品，它正是EMC的最大难题。从图一中，可以清楚

9、发现，共模杂讯的发生大多数是因为杂散电容（stray capacitor）的不当接地所造成的。这也是为何共模也称作接地泄漏模式的原因。在图二中，L是有作用（Live）或相位（Phase）的意思，N是中性（Neutral）的意思，E是安全接地或接地线（Earth wire）的意思；EUT是测试中的设备（Equipment Under Test）之意思。在E下方，有一个接地符号，它是采用国际电工委员会（International Electrotechnical Commission；IEC）所定义的有保护的接地（Protective Earth）之符号（在接地线的四周有一个圆形），而且有时会以P

10、E来注明。DM杂讯源是透过L和N对偶线，来推挽（push and pull）电流Idm。因为有DM杂讯源的存在，所以没有电流通过接地线路。杂讯的电流方向是根据交流电的周期而变化的。电源供应电路所提供的基本的交流工作电流，在本质上也是差模的。因为它流进L或N线路，并透过L或N线路离开。不过，在图二中的差模电流并没有包含这个电流。这是因为工作电流虽然是差模的，但它不是杂讯。另一方面，对一个电流源（讯号源）而言，若它的基本频率是电源频率（line frequency）的两倍-100或120Hz，它实质上仍是属于直流的，而且不是杂讯；即使它的谐波频率，超过了标准的传导式EMI之限制范围（150 kHz

11、 to 30 MHz）。然而，必须注意的是，工作电流仍然保留有直流偏压的能量，此偏压是提供给滤波抗流线圈（filter choke）使用，因此这会严重影响EMI滤波器的效能。这时，当使用外部的电流探针来量测数据时，很可能因此造成测量误差。图一：差模和共模杂讯图二：差模和共模杂讯电路CM杂讯源有接地，而且L和N线路具有相同的阻抗Z。因此，它驱动相同大小的电路通过L和N线路。不过，这是假设两者的阻抗大小相等。可以清楚地观察出，假使双方的阻抗不均衡（unbalanced），不对称的共模电流将分布在L和N线路上。这似乎是用词不当或与原定义不符，因为CM本来又称作不对称模式。为了避免混淆，此时的模式应该

12、称作非对称（nonsymmetric）模式，好和不对称模式做区分。在大多数的电源供应电路中，在这个模式下所发出的EMI是最多的。利用不等值的负载或线路阻抗，就能够有效地将CM电流转换成一部分是CM电流，另一部分是DM电流。例如：一个DC-DC转换器（converter）供应电源给一个次系统，此次系统具有不等值（不均衡）的阻抗。而且在DC-DC转换器的输出端存在着尚未被察觉的共模杂讯，它变成一个非常真实的（差动）输入电压涟波，并施加给次系统。没有次系统内建的共模拒斥率（common mode rejection ratio；CMRR）可以参考，因为此杂讯不完全是共模的。到最后，此次系统可能会发生

13、错误。所以，在产生共模电流时，就要马上降低它的大小，这是非常重要的，是第一要务。使阻抗均衡则是第二要务。此外，由于共模和差模的特性，共模电流的频率会比差模的频率大。因此，共模电流会产生很大的射频辐射。而且，会和邻近的元件和电路发生电感性与电容性的耦合。通常，一个5uA的共模电流在一个1m长的导线中，所产生的射频辐射量会超过FCC所规范的B类限定值。FCC的A类规范限制共模电流最多只能有15uA。此外，最短的交流电源线，依照标准规定是1m，所以电源线的长度不能比1m短。在一个真实的电源供应电路里，差模杂讯是被一个摆动电流（swinging current），或脉冲电流（pulsating cur

14、rent）启动的。但是，DM杂讯源很像是一个电压源。另一方面，共模杂讯是被一个摆动电压（swinging voltage）启动的。但CM杂讯源的行为却比较像是一个电流源，这使得共模杂讯更难被消除。它和所有的电流源一样，需要有一个流动路径存在。因为它的路径包含底盘（chassis），所以外壳可能会变成一个大型的高频天线。  返回路径对杂讯电流而言，真正的返回路径（return path）是什么呢？实体的电气路径之间的距离，最好是越大越好。因为如果没有EMI滤波器存在的话，部分的杂讯电流将会透过散布于各地的各种寄生性电容返回。其余部分将透过无线的方式返回，这就是辐射；由此产生的

15、电磁场会影响相邻的导体，在这些导体内产生极小的电流。最后，这些极小的返回电流在电源供应输入端的总和会一直维持零值，因此不会违反Kirchhoff定律在一封闭电路中，过一节点的电流量之代数和为零。利用简单的数学公式，就可以将于L和N线路上所测得的电流，区分为CM电流和DM电流。但是为了避免发生代数计算的错误，必须先对电流的正方向做一定义。可以假设若电流由右至左流动，就是正方向，反之则为负方向。此外，必须记住的是：一个电流I若在任一线路中往一个方向流动时，这是等同于I往另一个方向流动的（Kirchhoff定律）。例如：假设在一条线路（L或N）上，测得一个由右至左流动的电流2A。并在另一条线路上，测

16、得一个由左至右流动的电流5A。CM电流和DM电流是多少呢？就CM电路而言，假设它的E连接到一个大型的金属接地平面，因此无法测量出流过E的电流值（如果可以测得，那将是简单的Icm）。这和一般离线的（off-line）电源供应器具有3条（有接地线）或2条（没有接地线）电线不同，不过，在后续的例子中，我们将会发现对那些接地不明的设备而言，其实它们具有一些泄漏（返回）路径。 以图一为例，假设第一次测量的线路是L（若选择N为首次测量的线路，底下所计算出来的结果也是一样的）。由此可以导出：IL = Icm/2 + Idm= 2AIN = Icm/2 - Idm= -5A求解上面的联立方程式，可以

17、得出：Icm = -3AIdm = 3.5A这表示有一个3A的电流，流过E（这是共模的定义）。而且，有一个3.5A的电流在L和N线路中来回流动。再举一个例子：假设测得一个2A的电流在一条线路中由右至左流动，而且在另一条线路中没有电流存在，此时，CM电流和DM电流为多少？IL = Icm/2 + Idm= 2AIN = Icm/2 - Idm= 0A对上面的联立方程式求解，可得出：Icm = 2AIdm = 1A这是非对称模式的例子。从此结果可以看出，非对称模式的一部分可以视为不对称（CM）模式，而它的另一部分可视为对称（DM）模式。（三）传导式EMI的测量技术（下）传导式EMI的测量为了要测量

18、EMI，我们必须使用一个阻抗稳定网路（Impedance Stabilization Network；ISN）。和ISN类似的LISN已被应用到离线的电源供应电路中，其全名是线路阻抗稳定网路（Line Impedance Stabilization Network；LISN）或仿真的主要网路（Artificial Mains Network；AMN）。如图三所示，那是一个简易的电路图。若产品想要通过国际射频干扰特别委员会（International Special Committee on Radio Interference；CISPR）所制定的CISPR 22限制（limits）规定，就必

19、须采用符合CISPR 16规范所定义的LISN；CISPR 16是CISPR 22所参考的标准。图三：一个CISPR LISN的简易电路图使用LISN的目的是多重的。它是一个干净的交流电源，将电能供应给电源供应器。接收机或频谱分析仪可以利用它来读出测量值。它提供一个稳定的均衡阻抗，即使杂讯是来自于电源供应器。最重要的是，它允许测量工作可以在任何地点重覆进行。对杂讯源而言，LISN就是它的负载。假设在此LISN电路中，L和C的值是这样决定的：电感L小到不会降低交流的电源电流（50/60Hz）；但在期望的频率范围内（150 kHz to 30 MHz），它大到可以被视为开路（open）。电容C小到

20、可以阻隔交流的电源电压；但在期望的频率范围内，它大到变成短路（short）。上面的叙述（几乎）是为真的。在图三中，主要的简化部分是，缆线或接收机的输入阻抗已经被包含进去了。将一条典型的同轴缆线连接到一台测量仪器（分析仪或接收机或示波器等）时，对一个高频讯号而言，此缆线的输入阻抗是50欧姆（因为传输线效应）。所以，当接收机正在测量这个讯号时，假设在L和E之间，LISN使用一个继电/切换（relay/switch）电路，将实际的50欧姆电阻移往相反的配对线路上，也就是在N和E之间。如此就能使所有的线路在任何时候都能保持均衡，不管是测量VL或VN。选择50欧姆是为了要模拟高频讯号的输入阻抗，因为高频

21、讯号所使用的主要导线之阻抗值近似于50欧姆。此外，它可以让一般的测量工作，在任何地点、任何时间重覆地进行。值得注意的是，电信设备的通讯埠是使用阻抗稳定网路，它是使用150欧姆，而不是50欧姆；这是因为一般的资料线路（data line）之输入阻抗值近似于150欧姆。图四：对DM和CM杂讯源而言，LISN所代表的负载阻抗为了了解VL和VN，请参考图四。共模电压是25乘以流向E的电流值（或者是50乘以Icm/2）。差模电压是100乘以差模电流。因此，LISN提供下列的负载阻抗给杂讯源（没有任何的输入滤波器存在）：CM负载阻抗是25，DM负载阻抗是100。当LISN切换时，可以由下式得出杂讯电压值：

22、VL=25Icm+50Idm 或 VN=25Icm - 50Idm 这是否意味着只要在L-E和N-E上做测量，就可以知道CM和DM杂讯的相对比例大小？其实，许多人常有这样的错误观念：如果来自于电源供应器的杂讯大部分是属于DM的，则VL和VN的大小将会相等。如果杂讯是属于CM的，则VL和VN的大小也会相等。但是，如果CM和DM的辐射大小几乎相等时，则VL和VN的测量值将不会相同。如果这样的观念正确的话，那就表示即使在一个离线的电源供应器中，L和N线路是对称的，但L和N线路上的辐射量还是不相等的。在某一个特殊的时间点，两线路上的个别杂讯大小可能会不相等，但实际上，射频能量是以交流的电源频率，在两条

23、线路之间跳跃着，如同工作电流一样。所以，任何侦测器测量此两条线路时，只要测量的时间超过数个电压周期，VL和VN的测量值差异将不会很大的。不过，极小的差异可能会存在，这是因为有各种不同的不对称性存在。当然，VL和VN的测量结果必须符合EMI的限制规定。使用LISN后，就不需要分别测量CM和DM杂讯值，它们是利用上述的代数公式求得的。但有时还是需要各别测量CM和DM杂讯值，譬如：为了排除故障或诊断错误。幸好有一些聪明的方法可以达到各别测量的目的。我们举两个例子：有一种装置称作LISN MATE，不过，目前已经很少被使用了。它会衰减DM杂讯约50dB，但不会大幅衰减CM杂讯（约仅衰减4dB）。它的电

24、路如图五所示。图六是一种以变压器为基础的装置，它是利用共模电压无法使变压器工作的原理；因为本质上需要差动的一次测电压，才能使变压器线圈内的磁通量摆动（swing）。它不像LISN MATE，此时CM和DM杂讯是一起输出。不过，上述的两种方法都需要修改LISN电路。因为一般的LISN只提供VL或VN，无法同时提供这两者。最好是购买CM和DM杂讯有分离输出的LISN。此外，也应该要有总和检视的功能，以确定是否有遵守技术规范的限制。图五：LISN MATE图六：CM和DM分离器  传导式EMI的限制对EMI而言，滤波器是做何用途呢？表一列出了FCC和CISPR 22的EMI限制规

25、定。此表中比较特殊的是，除了可用dBV计量以外，也可以用mV来计量。这对那些讨厌使用对数（logarithm）计算的设计者而言很便利。在对数的定义里：db=20log10V1/V2 ，V1/V2是输出入电压的比值。所以，dBV表示是以IV为对数的比较基准。下式是mV转换成dBV的公式：(dBV)=20logmV/10-6譬如：0.25mV可以透过公式，得出：20log100.251,000/1 48 dBV。而dBV转换成mV的公式如下：(mV)=(10(dbV)/20)10-3表一：传导式EMI的限制必须注意的是，FCC并没有规定平均的限制值，只规定了准峰值（quasi-peak）。虽然，F

26、CC有认可CISPR 22的限制值。但是，FCC不允许两者混用或并用。设计者必须择一而从。不过，以目前的情况来看，FCC Part 15势必会逐渐和CISPR 22完全一致的。表二是dBV与mV的快速转换对查表，我们可以利用上述的公式来转换dBV、mV；或利用表二查得。表二：dBV与mV的对查表再观察一下表一中的类别B，尤其是150 kHz至450 kHz，和450 kHz至500 kHz的区域。实际上，对CISPR而言，这是一个连续的区域，因为dBV对log(f)的限制线在150 kHz到500 kHz的区域内是一条直线。在150 kHz至500 kHz之间，CISPR均限曲线（传导式EMI

27、）的任一点之dBV值可由下式求出：(dBVAVG)= -19.07log(?MHZ)+40.28为了方便计算和记忆，上式可以改写成：(dBVAVG)= -20log(?MHZ)+40在这个区域内的准峰值限制正好比平均限制高10dB。所以，在150 kHz至500 kHz之间，CISPR准峰值限制曲线（传导式EMI）的任一点之dBV值可由下式求出：(dBVQP)= -19.07log(?MHZ)+50.28同样的，上式也可以改写成：(dBVQP)= -20log(?MHZ)+50CISPR 22类别B在150 kHz至500 kHz之间的限制值，实际上是上述的化约式。 就数学定义而言，Alog(

28、?MHZ)+c是一条直线（如果水平轴具有对数刻度），其斜率为A，当频率（f）为1MHz时，它通过c点。就CISPR 22类别B而言，虽然它的dBV直线在500 kHz处被截断，但是它的渐近线（asymptote）仍会通过40或50dBV，这分别是均限曲线和准峰值限制曲线的c点（亦即，频率为1MHz时的dBV值）。例如：当频率为300 kHz时，CISPR 22类别B的EMI限制值是多少呢？利用上述的公式，均限值等于： -19.07log(0.3)+40.28=50.25dBV因为准峰值限制比均限值多10 dB，所以它是60.25 dBV。比较表一中的准峰值限制，是否意味着当超过450 kHz时

29、，FCC标准会比CISPR 22严格？首先，FCC标准是以美国国内的电源电压为测量基准；而CISPR则是使用更高的电源电压来测量。所以这是淮橘成枳的问题，不能相提并论。此外FCC虽然没有定义均限值，但是当CISPR 22的准峰值限制和均限值之差超过6 dB以上时，它放宽了限制（约13 dB）。因此，在实务上，符合CISPR标准的产品也会符合FCC的标准。有人说：频率大约在5 MHz以下时，杂讯电流倾向于以差模为主；但在5 MHz以上时，杂讯电流倾向于以共模为主。不过这种说法缺乏根据。当频率超过20 MHz时，主要的传导式杂讯可能是来自于电感的感应，尤其是来自于输出缆线的辐射。本质上这是共模。但

30、对一个交换式转换器而言，这并不是共模杂讯的主要来源。如表一所示，标准的传导式EMI限制之频率测量范围是从150 kHz至30 MHz。为何频率范围不再向上增加呢？这是因为到达30 MHz以后，任何传导式杂讯将会被主要的导线大幅地衰减，而且传输距离会变短。但缆线当然还会继续辐射，因此辐射限制的范围实际上是从30MHz到1GHz。  结语来自电源电路的EMI是很难察觉的。因为工程师都习惯将电源供应器想像成一个干净的电源，殊不知，越是习以为常的元件，越可能是会发射EMI的黑盒子。（四）印刷电路板的映像平面 一个映像平面（image plane）是一层铜质导体（或其它导体），它位于

31、一个印刷电路板（PCB）里面。它可能是一个电压平面，或邻近一个电路或讯号路由层（signal routing layer）的0V参考平面。1990年代，映像平面的观念被普遍使用，现在它是工业标准的专有名词。本文将说明映像平面的定义、原理和设计。映像平面的定义射频电流必须经由一个先前定义好的路径或其它路径，回到电流源；简言之，这个回传路径（return path）就是一种映像平面。映像平面可能是原先的走线的镜像（mirror image），或位于附近的另一个路径-亦即，串音（crosstalk）；映像平面也许就是电源平面、接地平面，或者自由空间（free space）。射频电流会以电容或电感的形

32、式与任何传输线耦合，只要此传输线的阻抗比先前定义好的路径的阻抗小。不过，为了符合EMC标准，必须避免让自由空间成为回传路径。虽然单面PCB可以降低成本，但是这种简单的结构可能无法符合EMC标准。大多数的2层或4层结构的PCB具有比较高的讯号完整性，并且可以通过EMC测试。高密度（多层板）的PCB堆叠大约可以为每一对映像平面，提供6dB至8dB的射频抑制，这是由于消除磁通量所产生的效果。有一个简单法则可以用来判断何时应该使用多层板：当时脉速率超过5MHz，或上升时间比5 ns快，就必须使用多层板。电感的定义走线和铜质平面都具有数目有限的电感，当电压施加到走线或传输线时，这些电感会禁止电流产生，所

33、以会使双导线成为不平衡的共模辐射，磁通量因此无法降低。在电路板结构中，具有三种不同的电感型态：部份电感：存在于导线或PCB走线的电感。自身的部份电感：来自于一个导线区段的电感，相对于无限长的区段。共同的部份电感：一个电感区段在第二个电感区段上所产生的效应。和电容、电阻相比，电感值是最难被测量的。电感代表一个封闭型电流迴路的动态特性。电感是通过封闭迴路的磁通量和产生磁通量的电流之比值，其数学表述式是：Lij=ij / li ，是磁通量，I是迴路中的电流。在一个封闭迴路中，电感值与迴路形状和大小有关。当设计PCB时，工程师经常会忽视走线的电感大小。电感永远和封闭迴路有关。封闭迴路的电感效应，可以由

34、部份电感和共同的部份电感的效应来描述。部份电感一个导体的内部电感，它是由此导体内部的磁通量产生的。一个封闭迴路的部份电感之加总，等于将每个区段的部份电感相加后的和，亦即 。而每一个区段的Li就等于i / li， i表示第i个区段耦合至迴路的磁通量，I是在第i个区段的电流量，Li就是部份电感。因此，不同迴路将会有不同数值的部份电感。我们关注的是部份电感值，而不是走线的总电感值。而且，利用部份电感可以推导出共同的部份电感。共同的部份电感可以让映像平面消除磁通量的主要因素是来自于共同的部份电感。磁通量被消除之后，能够让磁力线连结，并为射频电流找到最佳的回传路径。自身的部份电感是指特定的迴路区段之电感

35、，和其它迴路区段无关。附图一是表示一个自身的部份电感，一条走线迴路内的电流是I，Lp是走线区段的自身的部份电感。假设此走线是从有限的一端，一直延伸至无限的另一端。理论上，虽然自身的部份电感与邻近的导线无关，但实际上，间距很小的相邻导线会互相改变彼此的自身的部份电感值。这是因为一条导线会和其它导线互动，使得在导线的全部长度上的电流分佈不再一致化（uniform）。尤其当两导线间隔和半径的比值约小于5:1时，这种情况会更加明显。 图一：自身的部份电感在两条导线之间，会有共同的部份电感存在。共同的部份电感Mp是以平行走线，或导线区段之间的间距（s）为基础。Mp是第一条导线内的电流所产生的磁通量（通过

36、第二条导线至很远的地方）和第一条导线所产生的电流之比值。附图二是表示一个共同的部份电感。它的等效电路如附图三所示，此电路的数学表述式如下所示：图二：共同的部份电感图三：两导线之间的共同的部份电感现在以共同的部份电感之观念，来考虑在附图三的电路上传送讯号，譬如：时脉讯号。V1是在讯号路径上，V2是在射频电流回传路径上。假设此两导线构成一个讯号路径和它的回传路径，因此I1= I且I2 = -I。要不是有共同的部份电感存在，此两导线将无法互相耦合，此电路也无法正常工作，也不会形成一个封闭迴路。在附图三中的电压降将变成：由上式中可以知道，若要使电压降变小，必须增加共同的部份电感值（Mp）。而增加共同的

37、部份电感之最简单方法是：将射频回传电流的路径尽量和讯号走线靠近。最佳的设计方法是：在接近讯号走线的附近，使用一个射频回传平面，它们之间的距离在可实现的能力范围之内，应该尽量的小。部份电感永远存在于导线中，它如同预设值一样。因此，它就等同于一个具有特定的谐振频率的天线。共同的部份电感可以降低部份电感的效应。缩小两导线的间距，其个别的部份电感就可以降低，这可以符合EMI相容标准的要求。为了使共同的部份电感之效应达到最大，在两导线中的电流必须大小相同，但方向相反。这也是为何映像平面（或接地线）能够如此有效的原因。在两条平行的导线之间，有共同的部份电感存在，而这些电感值会随着两导线的间距和长度之不同而

38、变化（可以参考导线的技术规格）。当两平行导线的间距和长度都最小时，它们的共同的部份电感值会最大。若在电源和接地平面之间以介电材料分开，此时共同的部份电感将扮演什么角色呢？同样的，只要这两个平面的间距很小，共同的部份电感值就会很大。此时，在电源平面上所测量到的射频讯号电流应该为零，因为它被大小相同、方向相反的射频回传电流抵销了。此外，须注意的是，如果降低两导线之间的共同的部份电感值，不仅会减损映像平面的效应，而且会使两平面之间的电容值增加。映像平面的设计 附图四是在PCB内的映像平面，它具有共同的部份电感。在此图中，讯号走线的大多数射频电流将回至接地平面，此平面在讯号走线的正下方。在这

39、个回传映像结构中，射频回传电流将遇到一个有限大的阻抗（电感）。此回传电流会产生一个电压梯度（斜率）（每单位路径长度的电压变化率），也称为接地杂讯电压（ground-noise voltage）。接地杂讯电压会导致部份的讯号电流通过接地平面的离散电容。 典型的共模电流 是差模电流Idm的1/10n倍（n为小于10的正整数）。不过，共模电流（I1和Icm）会比差模电流（ 和 ）产生更多的辐射。这是因为共模的射频电流场是相加的，而差模电流场是相减的。为了降低接地杂讯电压，必须增加走线和其最靠近的映像平面之间的共同的部份电感值。这样可以为回传电流提供一条增强的路径，将映像电流映射回电流源。接地杂讯电压

40、Vgnd的计算公式如下所示：Vgnd = Lg dI2/dt - Mgs dI1/dt附图四和上式的符号意义如下所示：Ls = 讯号走线自身的部份电感。Msg = 讯号走线和接地平面之间的共同的部份电感。Lg = 接地平面自身的部份电感。Mgs = 接地平面和讯号走线之间的共同的部份电感。Cstray = 接地平面的离散（stray）电容。Vgnd = 接地平面杂讯电压。为了降低附图四中的If，接地杂讯电压必须减少。最好的方法是：缩小讯号走线和接地平面之间的距离。在大多数的情况下，接地杂讯的降低是有极限的，因为讯号平面和映像平面之间的距离不能小于一个特定值；若低于此值，则电路板的固定阻抗和功能

41、将无法确保。此外，也可以为射频电流提供额外的路径，藉此降低接地杂讯电压。此额外的回传路径包含有数条接地线。 图四：PCB内的接地平面 一个稳固的平面会产生共模的辐射。由于共同的部份电感可以降低具辐射性的射频电流的产生，因此，共同的部份电感也会影响到差模电流和共模电流。而利用映像平面是可以将这些电流大幅地降低的。理论上，差模电流应该等于零，但实际上它无法100%被消除，而剩下来的差模电流会转变成共模电流。此共模电流正是造成电磁干扰的主要来源。因为在回传路径上的剩余的射频电流，被加到在讯号路径中的主电流（I1）中，造成讯号严重干扰。为了降低共模电流，我们必须将走线平面和映像平面之间的共同的部份电感

42、值增加至最大，以补捉磁通量，藉此消除不需要的射频能量。差模电压和电流会产生共模电流，而减少差模电流的方法除了增加共同的部份电感值以外，走线平面和映像平面之间的距离也必须最小。 在PCB内，当有一个射频回传平面或路径存在时，若此回传路径被连接至一个参考源，则可以获得最佳的性能。对TTL和CMOS而言，其晶片内的功率和接地脚位是连接至参考源、电源、接地平面。只有当射频回传路径有和晶片内的功率和接地脚位连接，一个真正的映像平面才会存在。通常，在晶片内会有接地线路，此线路与PCB的接地平面连接，因此产生良好的映像平面。如果将此映像平面移除，则在走线和接地平面之间会产生虚幻的映像平面。由于走线之间的距离

43、很小，辐射能量会降低，因此，射频映像（RF image）会被抵销。理想的映像平面应该是无限大的，而且没有分裂、细缝或割痕。接地和讯号迴路由于迴路是射频能量传播最主要的媒介，因此，接地或讯号回传迴路控制（return loop control）是抑制PCB内的电磁干扰的最重要设计考量之一。高速的逻辑元件和振盪器应该尽量靠近接地电路，以避免形成迴路；在此迴路中会有涡流（eddy current）存在，此时是以机壳或底座（chassis）接地。涡流是受到不断变化的磁场感应产生的，它通常是寄生的。附图五是PC的介面卡插槽和单点接地所形成的迴路。在此图中，有一个额外的讯号回传迴路区域存在。每个迴路将会各

44、别产生一个不同的电磁场和频谱。射频电流将会在特定的频率下，产生电磁辐射场，其辐射能量的大小和迴路的面积有关。这时必须使用遮蔽物（containment），以避免射频电流耦合至其它电路中；或辐射至外部环境，造成电磁干扰。不过，最好能尽量避免由内部电路产生射频迴路电流（RF loop current）来。 图五：在PCB内的接地迴路若射频电流的回传路径不存在，此时，可以利用连接至底座的接地线路，或0V参考源来协助移除掉不良的射频电流。这也称为迴路面积控制（loop area control）。迴路面积的控制一个被磁场感应的迴路，它的电磁场可以用电压源来表示。这个电压源大小和迴路的总面积成正比。因此，为了降低磁场的耦合效应，必须减少迴路的面积。电场捡拾（pickup）接收系统也是依靠迴路面积，来形成接收天线。当有一个电场存在时，在电源和接地平面之间，会产生一个电流源。电场不会在线路至线路之间耦合，而会在走线至接地线之间耦合，这就包含了共模电流。但是，对磁场而言，由于电场会伴随它产生，所以电磁场会在线路至线路之间耦合，也会在走线至接地线之间耦合。一般人都会忽略在PCB内，于电源和0V参考点之间要设置迴路区域。附图六的大