并网发电模拟装置设计毕业设计说明书

1、编号： 毕业设计说明书题 目： 并网发电模拟装置设计 学 院： 机电工程学院 专 业： 电气工程及其自动化 学生姓名： 李 永 贵 学 号： 0600120316 指导教师： 郭 福 力 职 称： 工 程 师 题目类型： 理论研究 实验研究 工程设计 工程技术研究 软件开发2010年5月25日摘 要随着石化资源是日益枯竭和环境的持续恶化，人们把目光投向了可再生绿色能源。相对于风能、潮汐能、生物能、地热能等可再生绿色能源光伏发电具有独特的优势。其可以作为独立电源供电，也可以并网发电，具有很高的灵活性。从光伏产业背景调查可知，我国是世界最大的光伏电池生产国已占全球总产量的三分之一。而我国2009年

2、的太阳能电池的安装量只有160mwp，仅占全国当年产量的4%，仅占全球当年安装量的2.4%。截止到2009年底，我国光伏发电累计装机容量也只有300mw。说明我国光伏发电还处于初始阶段，光伏并网发电技术研究开发极具意义和经济价值。本文同时也介绍了光伏并网发电的发展现状、关键技术和研究热点。讨论研究了功率变换电路的拓扑形式，并且根据实际情况，本文选择了带变压器的采用单级隔离式结构。对于控制技术的研究是本文的重点。通过对相位跟踪方法的研究，最终采用软件锁相环技术来进行并网相位跟踪控制；采用等面积算法实现spwm控制；分析了多种最大功率点跟踪（mppt）方法，着重分析了扰动观察法的算法；同时,并应用

3、数字采样实现逆变器欠压、过流保护。最后，根据以上的研究工作，设计制作了基于avr 单片机控制的光伏发并网电样机以验证上述理论的正确性，为进一步研究打下基础。关键字： spwm控制；逆变电路；mppt控制；锁相环；光伏发电abstractwith the increasing depletion of fossil resources and the environment continued to deteriorate, it sights on renewable green energy. compared with tidal energy, biomass, geothermal a

4、nd other renewable energy photovoltaic green has unique advantages. it can be used as an independent power supply and power generation can have high flexibility.background checks from the pv industry ,it can see that, china is the world's largest producer of photovoltaic cells accounted for one

5、third of global production, while china to install solar cells is only 160mwp, only 4% of the national output of the year, only the world's current installed capacity of 2.4% in 2009. as of the end of 2009, china's total installed capacity of photovoltaic power generation is only 300mw. show

6、s that china is still in the initial stages of photovoltaic power generation, photovoltaic power generation technology research and development of great significance and economic value. this peper is reviewed the development history of grid conneted photovoltaic power generation,the key technologies

7、 and the researchful focuses of grid connected photovoltaic generator.then the topologiesof grid-connected inverter are studied,and the topology of single-stage withtransformer is chosen,based on the factual circs.the key point of this paper is the research on the control technology.based on the stu

8、dy of the phase tracking method,the soft-pll technology is carry on thegrid-connect control;and the inverter spwm control is based on equal-area algorithm;several methods of mppt(maximum power point tracking) is analyzed,the desirably observe method is researched and adopted to solve mppt; it's

9、very important part that the techniques of maximum power point tracking andislanding protecting,but also the technique for inverter to connected with grid are discussed at emphasis.the undervoltage and over-current protectiont of inerter is based on the application of digital sampling.finally,a samp

10、le grid-connected photovoltaic generator is designed,which is controlled by atmage16.the experimental result proves the feasibility andreliability of the system,and lay the foundation for further study.keywords: spwm control; inverter circuit; mppt control; pll; pv目 录引 言11绪 论21.1课题的背景及意义21.2光伏发电并网技术

11、31.2.1 光伏电池的模型31.2.2 光伏发电并网功率变换技术31.2.3 光伏发电并网控制技术51.3本文的主要任务62方案设计72.1本次设计的具体要求72.2方案的提出72.3方案控制策略93硬件设计103.1主控芯片介绍103.2逆变主电路的设计143.2.1 电压型逆变电路143.2.2 电流型逆变电路153.2.3 主逆变电路设计分析173.3spwm发生电路183.3.1 spwm调制方式183.3.2 关于spwm的开关频率203.3.3 spwm发生电路203.4spwm驱动电路203.5过零检测电路223.6ad采样电路234软件设计254.1主程序254.2锁相环控制

12、算法的实现264.2.1 锁相环控制原理264.2.2 锁相环的实现284.3mppt控制实现294.3.1 mppt跟踪方法294.3.2 扰动观察算法法的实现334.4spwm的算法实现344.4.1 spwm算法344.4.2 spwm等面积法算法的实现364.5ad采样及过流、过压保护375系统制作及调试395.1硬件调试395.2软件调试396结论41谢 辞42参考文献：43附 录44附录a44附录b45附录c46 第 51 页 共 50 页引 言低压直流并网发电技术是针对光伏并网发电而进行研究的的技术。相对于其他能源而言太阳能是取之不尽用之不竭的清洁能源，是代替化石能源的理想选择。

13、以前由于技术和成本的原因，光伏并网发电并没有的大规模的应用。随着国家加大对光伏产业的扶持力度，光伏产业得到了飞速发展，使光伏发电的成本进一步的降低，达到了可规模应用的范围（如上海崇明前卫村太阳能光伏电站）。但是，现在国内光伏电站的并网逆变器绝大多数从德国采购，而其产品价格高于德国企业在本国的售价。因此，研究低压直流并网发电技术仍然非常必要。如果结合飞速发展的单片机技术，可以研究出低成本的光伏并网发电控制器，适合小容量的光伏发电厂的应用。同时，对独立光伏发电也是适用的。这样就可以可以灵活应用再各种场合。1 绪 论1.1 课题的背景及意义随着经济的发展和社会的进步，人类对能源的需求越来越大，面临着

14、严峻的的能源危机和环境危机。目前所利用的的能源主要是化石能源，而石油、煤炭等化石资源是重要的不可再生的化工原料，不该作为燃料耗尽；另外，正由于化石燃料的利用，释放了大量的so2和co2，so2会引起酸雨，影响农作物，侵蚀建筑物；大量的co2加剧了全球的温室效应，使得全球温度升高，破坏生态系统，恶化人类生活环境。为此，我国在哥本哈根世界气候大会提出了到2010 年实现单位国内生产总值能源消耗比2005年降低20%左右、到2010年努力实现森林覆盖率达到20%、2020年可再生能源在能源结构中的比例争取达到16%等一系列目标。可再生能源有，比如太阳能、风能、燃料电池、潮汐能、生物能、地热能等等。相

15、对于其他可再生能源能源，太阳能在发电利用方面除了具一些独特的优势：(1) 机动灵活：发电系统可以按能量需要决定模块大小，扩容方便；(2) 通用性：发出的电能并入市电，通过市电网络传输，利用；(3) 可存储性：太阳能系统可以加入蓄电池储存电能；(4) 分布式电源：不但大幅节省远程输变电设备的费用以及线路损耗，而且可以提高整个电力系统的安全可靠性，尤其在抵御自然灾害和战备时；(5) 光伏建筑集成：节约土地占用以及投入成本，这是太阳能发电最独特的地方，也是目前研究的热点方向。 光伏发电的成本在逐年下降。据统计，2006年全球光伏发电的平均成本是0.25美元/千瓦时，到2010年，平均成本将

16、下降到0.14美元/千瓦时。当然，这个数据不包括企业的贷款利息以及税收等费用。至于光伏发电成本何时能降到与常规能源发电成本相当，各国给出的预期有所不同。美国在2006年作出的预测是大约在2015年将实现平价上网，而德国则在2007年预测实现平价上网的时间点在2017年到2018年之间。总之，随着光伏发电成本的下降，实现平价上网已经为期不远了。就2009年，全球太阳能电池安装量为6.6gwp，比上年增长20%。其中，欧洲市场约占79%，北美和亚洲市场分别占8.7%和8.1%。其中，德国以3.2gwp的安装量仍稳居世界各国首位。截止到2009年年底，全球太阳能电池累计安装量已达到24.5gwp。而

17、我国2009年的太阳能电池的安装量只有160mwp，仅占全国当年产量的4%，仅占全球当年安装量的2.4%。截止到2009年底，我国光伏发电累计装机容量也只有300mw。就我国的现状而言，光伏发电应用还出于初始阶段，离大规模应用还有相当长的路路要走。因此，研究光伏发电并网技术具有广阔的前景和实际的经济价值。1.2 光伏发电并网技术1.2.1 光伏电池的模型光伏电池相当于具有与受光面平行的极薄pn结的大面积等效二极管 因此可以假设光伏电池为一个二极管与太阳光电流发生源所并联的等效电路 但由于材料本身具有一定的电阻率 基区和顶层都不可避免地要引入附加电阻，流经负载的电流经过它们时 必然引起损耗 在等

18、效电路中 可将它们的总效果用一个串联电阻 和并联电阻 以及pn 结电容 来表示 如图1.1 所示图1.1光伏电池等效电路在恒定光照下 对于一个处于工作状态的太阳能电池 其光电流不随工作状态而变化，在等效电路中可将其看作是恒流源。通常情况下对的影响很小可忽略 则单元太阳能电池的i-v方程为： (1-1)其中， 为二极管的反向饱和电流， 为太阳能电池的温度；a为二极管因子。理想光伏电池的很大，可近似为无穷大。因此在一般性的分析中 ， 项可以忽略。则方程可简化为： (1-2)这样我们就得到了光伏电池的基本模型。1.2.2 光伏发电并网功率变换技术太阳能功率变换器，电路拓扑的选择相当重要，因为电路拓扑

19、主要关系着效率、成本、安全以及可靠性。常用的电路结构按有无变压器分为变压器隔离型与无变压器隔离型两类；按功率变换器的级数又可分为单级式与多级式两类，基本的电路如图1.2所示： 图1.2 电路的拓扑结构在图2电路结构基础上发展出如图1.3(a)所示的多方阵组合式和图1.3(b)所示的多方阵协作式拓扑，下面对其做一个简略的介绍。(a)多方阵组合式（b）多方阵协作式图1.3新型拓扑结构多方阵组合式拓扑：由若干个太阳能电池方阵经过各自的dc-dc环节输出到同一条直流母线上，作为同一个逆变器的输入。这种拓扑，因为只用一个逆变器，所以在一定程度上降低了变换器的成本，更大的优点在于各个太阳能方阵可以有各自的

20、最大功率跟踪，提高了系统效率，也可以使得由安置在不同倾斜面的或由多种型号的子光伏方阵组成一个较大的光伏系统并网发电成为可能。多方阵协作式也称作主仆式，此拓扑由若干多个太阳能电池方阵，并要求光伏方阵安装于同一倾斜面，要求每个子方阵具有相同的功率和电压的组件串并联，多个逆变器并联运行。当早晨阳光由弱变强时，群控器随机先选中一台逆变器投入运行，当第一台逆变器接近满载时再投入一台逆变器，同时群控器通过指令将逆变器负载均分。当日落时，群控器发出命令，逐台退出逆变器。逆变器的投入和退出完全由群控器依据光伏方阵的总功率进行分配，就像是“主人”支配着“仆人”。这样可最大限度地降低逆变器低负载时的损耗；同时由于

21、逆变器轮流投入，不需要时不投运，从而大大延长了逆变器的使用寿命。当网络中某台并网逆变器出现故障时，群控器使其和交直流母线断开，实现整个系统的冗余运行。从而大大增加系统的运行可靠性。群控器同时还可提供友好的人机界面，用户可以直接通过lcd液晶屏和按键实现运行参数察看、发电量查询、故障查询、参数设定功能。光伏发电变换器主要用于长期发电，因此效率也是一个相当重要的性能指光伏发电变换器不可能像一般电源系统那样把最高效率点设计工作在某一个工作点，于是定义了“欧洲效率”来评估光伏发电变换器转换器的效率： =0.03+0.06+0.13+0.1+0.48+0.2(1.3)其中为在额定功率的xy时变换器的效率

22、。由于最高效率的提升已经没有多大的空间，所以现在更加关注的是如何提高在低功率时变换器的效率。多级式变换器必然带来多次的能量损耗，变压器的存在也加大的损耗，在低功率时对效率的影响更大，于是电路拓扑朝着单级无隔离式发展。无隔离式的变换器提高了效率、降低了成本，但这使得太阳能电池将直接与电网相连，这会在太阳能电池与地之间产生波动电压，不但使得在太阳能电池周围产生一个电磁场，而且在太阳能电池表面形成一个电容，波动电流给此电容充电，如果有人碰到太阳能电池时，就有触电的隐患。对于这两个影响的严重性，学术界争论一直没停止过，介于此危害的可能性，欧洲一些国家（如英国和意大利）明确禁用无变压器隔离的光伏并网发电

23、系统，然而一些研究表明无变压器隔离而引起的影响是可以忽略不计的也不会导致危险，不过还是推荐：电容电流不要超过“危险电流”(大约10ma)。1.2.3 光伏发电并网控制技术关于光伏并网发电技术的讲究，在国内外做了大量的研究。其中主要集中在最大功率点跟踪（mppt）、并网控制技术、并网功率因数矫正、市电并联控制、孤岛效应侦测与保护技术等。难点主要集中在mppt控制、孤岛效应侦测和并网逆变效率上。虽然，目前已经有产品应用到实际，但是还有许多问题有待完善。由于光伏发电与传统发电方式不一样，它的功率是随着着光照而改变的，在短时间内的变化也是不定的，同时存在功率的突变的问题（即需要孤岛效应侦测的原因）。因

24、此mppt控制对并网发电的效率影响很大。概括来说控制技术的关键是：（1）mppt控制：保证输出功率始终是最大（2）光伏逆变并网控制：保证输出的交流电流为高质量的正弦波，同时保证与公共电网同压、同频、同相位。鉴于以上，本文的研究主要在mppt控制、逆变并网和保护技术上。1.3 本文的主要任务本文利用avr单片机作为主控制器搭建逆变并网控制电路。设计过程中最关键的两个部分：系统硬件的设计和控制软件的编写。这也是在设计过程中需要解决的最关键的问题。（1）硬件问题逆变并网控制电路主要有4大部分，即spwm发生器、逆变电路、频率与相位检测电路和保护反馈模块。spwm波形由单片机的程序发生，其是整个设计的

25、核心电路。逆变电路采用全桥逆变电路。频率和相位的检测用单片机即定时器来实现。保护反馈模块用ad采样反馈来进行控制。（2）软件问题软件设计是本次设计的重点。因为所有的控制都是基于数字控制。主要涉及到spwm、定时器和ad采样编程。其中spwm发生实时性要求高，为了避免输出频率误差太大，它的中断优先级应该最高。2 方案设计设计就是根据题目的要求而对硬件和软件进行规划，并选择最合适的硬件电路和软件程序来达到目的。硬件设计是通过对设计要求的分析，对各种元器件的了解，而得出分立元件与集成块的某些连接方法，以达到设计的功能要求。并且把这些元器件焊接在一块电路板上。它包括对各种元器件的功能和接法的了解，以及

26、对各种元器件的选择和设计方案的选择。软件设计是分析设计的硬件用程序实现其功能，并且调试优化产品功能。2.1 本次设计的具体要求随着能源危机的进一步加剧和光伏系统并网发电成本的持续降低，光伏并网发电技术应用越来越广泛，设计并制作一个48伏直流电并网发电模拟装置。（1） 具有最大功率点跟踪（mppt）功能：rs和rl在给定范围内变化时，使（2） ，相对偏差的绝对值不大于1%。（3） 具有频率跟踪功能：当fref在给定范围内变化时，使uf的频率ff=fref，相对偏差绝对值不大于1%。（4） 当rs=rl=30时，dc-ac变换器的效率60%。（5） 当rs=rl=30时，输出电压uo的失真度thd

27、5%。 （6） 具有输入欠压保护功能，动作电压ud（th）=（25±0.5）v。（7） 具有输出过流保护功能，动作电流（th）=（1.5±0.2）a。2.2 方案的提出由于光伏电池组所产生的电能为直流低压（12vdc、24vdc、48vdc），而我国的工频电压220v（相电压）、频率为50hz。为此，最基本的电路应该包括逆变和升压两部分。为了能与公共电网并网，还应该加入频率和相位跟踪功能。因此，在设计方案时主要考虑逆变器的拓扑结构（如图1.2）。在此提出两个方案：方案一：采用单级隔离式： 公共母线图2.1 单级隔离式dc ac逆变并网控制器方案二：采用多级隔离式：公共母线d

28、c ac图2.2多级隔离式dc dc逆变并网控制器对比两个方案，方案一必须在逆变的同时完成升压。而方案二把升压和逆变分开来控制，需要额外增加一个高频变压器。它们同样采用变压与公共母线隔离，方案一的变压器为工频升压变压器，而方案二的变压器可以为升压变压器或隔离变压器，主要视逆变后的电压而定。在效率上而言，高频升压变压器的效率一般可达90%以上，而工频升压器则看其容量而定，大容量的可达90%以上，小容量的则只有50%左右。就成本而言，方案一不需要额外增加高频dc升压部分，成本较低，控制也相对比较简单，无需考虑直流升压控制，只要在逆变的过程中调节调制比就可以调节电压的输出。综上所述，选取方案一。2.

29、3 方案控制策略光伏发电并网如同一个恒压源（电网）与一个电流源（并网逆变器）并联。其控制目标是：控制逆变电路输出的交流电流为稳定的高质量的正弦波，光伏发电并网控制与常规的逆变器控制不同的是：（1） 逆变器的输出端连接电网，电网是一个扰动量；（2） 作为被控量的并网电流必须与电网同频同相。并网发电必须满足同期（即同压、同频率、同相位）条件。因此，在这里提出了如图6所示的控制框图。dcac升压mppt数据处理与控制spwm锁相环公共母线并网开关图 2.3 逆变并网控制框图3 硬件设计3.1 主控芯片介绍本次设计用到的主控芯片为atmel公司生产的atmage16单片机，其引脚说明（如图3.1）图3

30、.1 atmage16的引脚配置图主要性能参数：（1） 高性能、低功耗的8位avr®微处理器。（2） 采用先进的risc结构。（3） 两个具有独立预分频器和比较器功能的8 位定时器/计数器和一个具有预分频器、比较功能和捕捉功能的16 位定时器/计数器。（4） 具有独立振荡器的实时计数器rtc。（5） 四通道pwm。（6） 8路10位adc，具有8个单端通道。（7） 片内/片外中断源（8） 工作电压:atmega16l：2.7 - 5.5v；atmega16：4.5 - 5.5v。本次设计应用到的单片机资源有片内定时器、adc和外部中断。（1） 中断介绍表3.1 单片机的中断源向量号程

31、序地址中断源中断定义1$000reset外部引脚电平引发的复位，上电复位，掉电检测复位，看门狗复位，以及jtag avr 复位2$002int0外部中断请求03$004int1外部中断请求14$006timer2 comp定时器/计数器2 比较匹配5$008imer2 ovf定时器/计数器2 溢出6$00atimer1 capt定时器/计数器1事件捕捉7$00ctimer1 compa定时器/计数器1比较匹配 a8$00etimer1 compb定时器/计数器1比较匹配 b9$010timer0 ovf定时器/计数器0 溢出10$012timer1 ovf定时器/计数器1 溢出11$014sp

32、i, stcspi串行传输结束12$016usart, rxcusart， rx 结束13$018usart, udreusart数据寄存器空14$01ausart, txcusart， tx 结束15$01cadcadc转换结束16$01eee_rdyeeprom 就绪17$020ana_comp模拟比较器18$022twi两线串行接口19$024int2外部中断请求220$026timer0 comp定时器/计数器0 比较匹配21$028spm_rdy保存程序存储器内容就绪外部中断使用说明：外部中断通过引脚int0、int1与 int2 触发。只要使能了中断，即使引脚 int0.2 配置为

33、输出，只要电平发生了合适的变化，中断也会触发。这个特点可以用来产生软件中断。通过设置 mcu 控制寄存器 mcucr 与 mcu 控制与状态寄存器 mcucsr，中断可以由下降沿、上升沿，或者是低电平触发(int2 为边沿触发中断 )。当外部中断使能并且配置为电平触发( int0/int1)，只要引脚电平为低，中断就会产生。若要求 int0 与 int1 在信号下降沿或上升沿触发，i/o 时钟必须工作。（更多的资料参考atmage16使用说明）（2）定时器说明：atmage16的8位和16为定时器都具有pwm功能。在本次设计中主要用到的是16位定时器（t/c1）作为spwm发生器。下面着重介绍

34、16为定时器的使用。t/c1的工作模式有普通模式、ctc模式、快速pwm模式、相位修正pwm模式和相位与频率修正模式。我们需要的是普通模式和相位与频率修正模式。普通模式：普通模式(wgm13:0=0)为最简单的工作模式。在此模式下计数器不停地累加。计到最大值后(top=0xffff)由于数值溢出计数器简单地返回到最小值0x0000 重新开始。在tcnt1为零的同一个定时器时钟里t/c溢出标志tov1置位。此时tov1有点像第17位，只是只能置位，不会清零。但由于定时器中断服务程序能够自动清零tov1，因此可以通过软件提高定时器的分辨率。在普通模式下没有什么需要特殊考虑的，用户可以随时写入新的计

35、数器数值。在普通模式下输入捕捉单元很容易使用。要注意的是外部事件的最大时间间隔不能超过计数器的分辨率。如果事件间隔太长，必须使用定时器溢出中断或预分频器来扩展输入捕捉单元的分辨率。输出比较单元可以用来产生中断。但是不推荐在普通模式下利用输出比较来产生波形，因为会占用太多的 cpu 时间。频率相位修正模式：相位与频率修正pwm模式(wgm13:0=8或9)以下简称相频修正pwm模式，可以产生高精度的、相位与频率都准确的pwm波形。与相位修正模式类似，相频修正 pwm 模式基于双斜坡操作。计时器重复地从 bottom 计到 top，然后又从 top 倒退回到bottom。在一般的比较输出模式下，当

36、计时器往top计数时若tcnt1与ocr1x匹配，oc1x将清零为低电平；而在计时器往bottom计数时tcnt1与ocr1x匹配，oc1x将置位为高电平。工作于反向输出比较时则正好相反。与单斜坡操作相比，双斜坡操作可获得的最大频率要小。但其对称特性十分适合于电机控制。相频修正修正 pwm 模式与相位修正 pwm 模式的主要区别在于 ocr1x 寄存器的更新时间。相频修正修正 pwm 模式的 pwm 分辨率可由 icr1 或 ocr1a 定义。最小分辨率为 2比特(icr1或ocr1a设为0x0003)，最大分辨率为16位(icr1或ocr1a 设为max)。pwm 分辨率位数可用下式计算：

37、（3-1）工作于相频修正pwm模式时，计数器的数值一直累加到icr1(wgm13:0 = 8)或ocr1a(wgm13:0=9)，然后改变计数方向。在一个定时器时钟里tcnt1值等于top值。具体的时序图为图6.3。图中给出了当使用ocr1a或icr1来定义top 值时的相频修正pwm模式。图中柱状的tcnt1表示这是双边斜坡操作。方框图同时包含了普通pwm输出以及反向 pwm 输出。tcnt1 斜坡上的短水平线表示 ocr1x 和 tcnt1 的匹配比较。比较匹配发生时， oc1x 中断标志将被置位。在ocr1x 寄存器通过双缓冲方式得到更新的同一个时钟周期里 t/c 溢出标志 tov1 置

38、位。若 top 由 ocr1a 或 icr1 定义，则当 tcnt1 达到 top值时 oc1a 或 cf1 置位。这些中断标志位可用来在每次计数器达到 top 或 bottom 时产生中断。改变top值时必须保证新的top值不小于所有比较寄存器的数值。否则tcnt1与ocr1x不会产生比较匹配。如图3.2所示，与相位修正模式形成对照的是，相频修正 pwm 模式生成的输出在所有的周期中均为对称信号。这是由于 ocr1x 在 bottom 得到更新，上升与下降斜坡长度始终相等。因此输出脉冲为对称的，确保了频率是正确的。使用固定 top 值时最好使用 icr1 寄存器定义 top。这样 ocr1a

39、 就可以用于在 oc1a输出pwm波。但是如果pwm基频不断变化(通过改变 top 值)，ocr1a 的双缓冲特性使其更适合于这个应用。工作于相频修正 pwm 模式时，比较单元可以在oc1x引脚上输出pwm波形。设置com1x1:0 为 2 可以产生普通的pwm信号；为3则可以产生反向pwm波形。要想真正输出信号还必须将oc1x的数据方向设置为输出。产生pwm波形的机理是oc1x寄存器在ocr1x与升序记数的tcnt1匹配时置位(或清零)，与降序记数的tcnt1匹配时清零(或置位)。输出的pwm频率可以通过如下公式计算得到：(3-2)变量n代表分频因子(1、8、64、256或024)。图3.2

40、频率相位修正模式工作时序图（3）片内adc的简单介绍：atmega16有一个10位的逐次逼近型adc。adc与一个8通道的模拟多路复用器连接，能对来自端口a的8 路单端输入电压进行采样。单端电压输入以 0v (gnd)为基准。器件还支持16 路差分电压输入组合。两路差分输入(adc1、adc0 与 adc3、adc2)有可编程增益级，在a/d 转换前给差分输入电压提供0db(1x)、20db(10x)或 46db(200x)的放大级。七路差分模拟输入通道共享一个通用负端(adc1),而其他任何adc输入可做为正输入端。如果使用 1x 或 10x 增益，可得到 8 位分辨率。如果使用200x增益

41、，可得到7位分辨率。adc包括一个采样保持电路，以确保在转换过程中输入到adc的电压保持恒定。adc由avcc引脚单独提供电源。avcc与vcc之间的偏差不能超过±0.3v。标称值为2.56v的基准电压，以及avcc，都位于器件之内。基准电压可以通过在aref引脚上加一个电容进行解耦，以更好地抑制噪声。3.2 逆变主电路的设计与整流相对应，把直流电变成交流电称为逆变。逆变电路根据直流侧电源性质不同可以分为两类：直流侧是电压源的称为电压型逆变电路；直流侧为电流源的称为电流型逆变电路。它们也分别被称为电压源型逆变电路（voltage source type invertervsti）和电

42、流源型逆变电路（current source type invertercsti）。由于只是设计单相逆变并网，因此不讨论三相逆变的情况。3.2.1 电压型逆变电路电压型逆变电路的主要特点：（1） 直流侧为电压源，或并联有打电容，相当于电压源。直流侧的电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。（2） 由于电压源的钳位作用，交流侧输出电压为矩形波，并且与负载阻抗角无关，而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。（3） 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容器缓冲无功能量的作用。为了给交流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。我们只采用单相全桥结构不考虑半桥的情况。

43、全桥电路结构及工作情况：图3.3（a），两个半桥电路的组合。和一对，和另一对，成对桥臂同时导通，交替各导通180°。波形同图3.3（b）。半桥电路的，幅值高出一倍。波形和图3.3（b）中的相同，幅值增加一倍，单相逆变电路中应用最多的。图3.3 电压型逆全桥逆变电路及其工作波形输出电压定量分析：成傅里叶级数 (3-3)基波幅值 (3-4)基波有效值 (3-5)为正负各180º时，要改变输出电压有效值只能改变来实现。3.2.2 电流型逆变电路直流电源为电流源的逆变电路电流型逆变电路。一般在直流侧串联大电感，电流脉动很小，可近似看成直流电流源。电流型逆变电路主要特点： （1） 直

44、流侧串大电感，相当于电流源。（2） 交流输出电流为矩形波，输出电压波形和相位因负载不同而不同。（3） 直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件反并联二极管。（4） 电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多。换流方式有负载换流、强迫换流。如图3.4，4桥臂，每桥臂晶闸管各串一个电抗器限制晶闸管开通时的。、和、以10002500hz的中频轮流导通，可得到中频交流电。采用负载换相方式，要求负载电流超前于电压。负载一般是电磁感应线圈，加热线圈内的钢料，rl串联为其等效电路。因功率因数很低，故并联c。c和l、r构成并联谐振电路，故此电路称为并联谐振式逆变电路。输出电流波形接近矩形波，含基波

45、和各奇次谐波，且谐波幅值远小于基波。因基波频率接近负载电路谐振频率，故负载对基波呈高阻抗，对谐波呈低阻抗，谐波在负载上产生的压降很小，因此负载电压波形接近正弦波。图3.4 单相桥式电流型（并联谐振式）逆变电路工作波形分析：一周期内，两个稳定导通阶段和两个换流阶段。t1-t2：和稳定导通阶段，时刻前在c上建立了左正右负的电压。在时，触发和开通，进入换流阶段。使、不能立刻关断，其电流有一个减小过程。、电流有一个增大过程。4个晶闸管全部导通，负载电压经两个并联的放电回路同时放电。时刻后，、l到c；另一个经、到c。时，、电流减至零而关断，换流阶段结束。 称为换流时间。在时刻，即时刻过零，时刻大体位于和

46、的中点。晶闸管需一段时间才能恢复正向阻断能力，换流结束后还要使、承受一段反压时间，应大于晶闸管的关断时间。为保证可靠换流应在过零前时刻触发、。（图3.5）：图3.5 并联谐振式逆变电路工作波形为触发引前时间： (3-6)超前于的时间为： (3-7)表示为电角度 ： (3-8)其中，为电路工作角频率；、分别是、对应的电角度。数量分析：忽略换流过程，可近似成矩形波，展开成傅里叶级数 (3-9)基波电流有效值 (3-10)负载电压有效值和直流电压的关系（忽略的损耗，忽略晶闸管压降） (3-11)3.2.3 主逆变电路设计分析本次设计采用全桥逆变电路，如图3.6图3.6 主逆变电路在前面已经知道光伏电

47、池的等效模型为电流源。为了能保证并网发电，需要选择合适的变压器。已知电源电压的变化范围（25v48v），变压器的变比应为k。如果认为母线电压不变，即为220v（相电压），则幅值为312v，忽略逆变桥和变压器的损耗。为了能实现并网，则逆变桥在最小电压25v输入仍能通过变压器升压到312v的幅值。则。即，则变比应使用12/220的升压变压器。已知，开关管承受的最高电压v，若取一定的裕量，则开关管的额定电压为23倍；由于允许最大并网电流为a，则低压侧的最大输出电流a，平均电流a，若取取一定的裕量，则开关管的额定电流为1.52倍。由于没有买到合适的型号，暂用irf540代替（100v，28a）。3.3

48、 spwm发生电路pwm（pulse width modulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需的波形（含形状和幅值）。其原理：冲量相等而形状不相等的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，器效果基本相同（冲量即指窄脉冲的面积）。spwm即正弦波脉宽调制，其脉冲宽度按正弦波规律变化和正弦波等效。3.3.1 spwm调制方式按spwm调制发法可以分为:单极性调制和双极性调制。它们的波型如图3.7所示。一般将正弦调制波的幅值与三角载波的峰值之比定义为调制度m(亦称调制比或调制系数)。 （a）（b）图3.7 spwm调制波形（a）单极性调制波型

49、（b）双极性调制波型在双极性spwm控制方式中，同一相上、下两个臂的驱动信号都是互补的。但实际上为了防止上、下两个臂直通而造成短路，在给一个臂施加关断信号后，再延迟时间，才给另一个臂施加导通信号。延迟时间的长短主要由功率开关器件的关断时间决定。这个延迟时间将会给输出的spwm波形带来影响，使其偏离正弦波。而单极性则不存在此类问题。在spwm变换器中，载波频率与调制信号频率之比称为载波比。根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，spwm变换器可以有异步调制和同步调制两种控制方式。（1）异步调制在异步调制方式中，调制信号频率变化时，通常保持载波频率固定不变，因而载波比m是变化的。在调制信号的半

50、个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称。当调制信号频率较低时，载波比n较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后1/4周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制信号频率增高时，载波比m就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就变大，还会出现脉冲的跳动。对于三相spwm型变换器来说，三相输出的对称性也变差。因此，在采用异步调制方式时的高频段，希望尽量提高载波频率。（2）同步调制在变频时使载波信号和调制信号的载波比m等于常数的调制方式称为同步调制。调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。为了使一相的波

51、形正、负半周镜对称，同时使三相输出波形严格对称，载波比n应取为3的整数倍的奇数。当变换器输出频率很低时，因为在半周期内输出脉冲的数目是固定的，所以由spwm调制而产生的谐波频率也相应降低。这种频率较低的谐波通常不易滤除，如果负载为电动机，就会产生较大的转矩脉动和噪声。因此，在采用同步调制方式时的低频段，希望尽量提高载波比。（3）分段同步调制为了克服上述缺点，通常都采用分段同步调制的方法，即把变换器的输出频率范围划分成若干频段，每个频段内都保持载波比n为恒定，在输出频率的高频段采用较低的载波比，以使载波频率不致过高。在输出频率的低频段采用较高的载波比，以使载波频率不致过低而对负载产生不利影响。各

52、频段的载波比应该都取3的整数倍且为奇数。提高载波频率可以使输出波形更接近正弦波但载波频率的提高受到功率开关器件允许最高频率的限制。3.3.2 关于spwm的开关频率spwm调制后的信号中除了含有调制信号和频率很高的载波频率及载波倍频附近的频率分量之外，几乎不含其它谐波，特别是接近基波的低次谐波。因此，spwm的开关频率愈高，谐波含量愈少。当载波频率越高时，spwm的基波就越接近期望的正弦波。但是，spwm的载波频率除了受功率器件的允许开关频率制约外，开关器件工作频率提高，开关损耗和换流损耗会随之增加。另外，开关瞬间电压或电流的急剧变化形成很大的或，会产生强的电磁干扰；高频还会在线路和器件的分布

53、电容和电感上引起冲击电流和尖峰电压。因此，选择适当开关频率非常重要。3.3.3 spwm发生电路由于本次设计采用单片机软件生成单极性spwm波型，其电路比用模拟芯片搭建的电路要简单很多。（如图3.8）图3.8 spwm发生电路其工作原理：由单片机的pd4引脚（即ocr1b）来输出单极性spwm分别输入两个与非门（u2:b、u2:a），而pd7则spwm输出控制(ocr)，让两个与非门轮流输出的spwm波型。每个与非门再由两个非门来扩展成两路输出，以组成4路spwm控制全桥逆变电路。3.4 spwm驱动电路在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用

54、隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。因此，由单片机发生的spwm波不能直接驱动逆变桥工作，必须经过带有电磁隔离的驱动电路来驱动逆变桥工作。美国ir公司生产的ir2110驱动器。它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。2ir2110内部结构和特点：ir2110采用hvic和闩锁抗干扰cmos制造工艺，dip14脚封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500v，dv/dt=±50v/ns，15v下静态功耗仅116mw；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围1020v；逻辑电源电压范围（脚9）515v，可方便地与ttl，cmos电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5v的偏移量；