翻译-王会军(修改后)

1、带有源缓冲器的新型ZVT-PWM变换器Ching-Jung Tseng and Chern-Lin Chen, Member, IEEE摘要本文提出了一种有源缓冲单元，并设计零电压过渡（ZVT）脉宽调制（ZVT-PWM）转换器。除了辅助开关，在ZVT-PWM变换器所有的有源和无源的半导体器件的在零电压开关（ZVS）工作时打开和关闭。辅助开关工作在ZVS关断和近零电流开关（ZCS）开通。在升压ZVT-PWM的分析研究与所提出的有源缓冲单元转换器中详细介绍。一个750w 80kHz样机的升压式转换器通过已建成的实验室来实验验证分析。六种基本ZVT-PWM变换器可以通过的有源缓冲单元连接到传统的PW

2、M转换器轻松创建。本文也提出了有源缓冲电池的详细设计过程。关键词-转换器、脉宽调制、开关电路。一、引言脉宽调制（PWM）变换器已广泛应用于工业。高功率能力的脉宽调制技术易于控制。更高的功率密度，更快的瞬态响应转换器可以通过增加开关频率来实现。然而，随着开关频率的增加，开关损耗和电磁干扰（电磁干扰）噪音也增加。高开关损耗降低功率处理能力，严重的EMI噪声干扰PWM变换器的控制。脉宽调制变换器的开关损耗和电磁干扰噪声主要产生在开关接通和关断。根据 1 ，当MOSFET作为功率开关时有三种不同的非理想换流现象。1）续流二极管导通过程中的反向恢复电流引起浪涌电流流过MOSFET。这是造成开关损耗和电磁

3、干扰电流源噪声主要的部分。2）寄生漏 - 源电容的放电在MOSFET的过程期间导通。这一途径只能通过谐振变换技术或有源缓冲器减少。3）在关断过程中快速增长的漏源电压率。这是造成电压源的电磁干扰噪声和关断损耗的原因。谐振变换器 2 - 4 在零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）之间转换来减少开关损耗和电磁干扰噪声。物理尺寸和成本也由于较高的操作频率而降低。然而，由于广泛的负载范围，宽的开关频率范围是几乎不可避免的。电磁干扰滤波器和控制电路的设计因此很难优化。由于高循环电流参与，传导损失也增加。近年来提出的几个零电压转换（ZVT）PWM和PWM技术是结合了传统PWM变换器、谐振变换器 5 -

4、 12 理想特征。他们一般都是通过增加采用谐振技术的有源缓冲器到传统的PWM变换器。然而，硬开关仍然使用在一些有源缓冲器的辅助半导体器件。这些辅助开关的组成仍会产生大量的开关损耗和电磁干扰噪声。通过利用辅助开关的体二极管，提出的一系列ZVS-PWM变换器在ZVS辅助开关关断10 - 12。软开关不仅应用于半导体器件的转换器，而且应用于缓冲单元，用于类似谐振拓扑结构。在本文提出的有源缓冲单元可以被看作是这一系列转换器的一种改进。举个例子，一个升压ZVT-PWM变换器配备了缓冲单元的深入的研究。稳态运行分析和有关公式作了较详细的介绍。以下介绍的设计程序，750W 80kHz的200V直流输入和40

5、0V直流输出原型可验证分析。其它基本的配备有有源缓冲单元的ZVT-PWM变换器也在本文提出。二、ZVT-PWM Boost变换器 A.电路运行分析图1所示是ZVT-PWM Boost变换器。它是传统的脉宽调制升压转换器所提出的缓冲单元的组合。缓冲单元包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、缓冲电容器Cs，辅助开关S2和辅助二极管D2。个体二极管在DS1B-DS2B和S1-S2这个转换器中使用。 图1 升压ZVT-PWM变换器 分析电路的稳态运行在图1中，下面的假设是在一个开关周期。 1）假设输出电压Vo是恒定的和无纹波的，则输出电容Co足够大 2）输入电压Vs恒定。 3）主电感器Lm比谐振电感Lr大得

6、多。 4）在辅助开关接通前，谐振电容Cr的电压和谐振电感Lr的电流均为零 5）在t0之前，开关S1和S2及二极管D1都是断开的，它与升压电路的正常关断操作相同 基于这些假设，在一个电路的操作切换周期可分为八个阶段，即图2（a）-（h）。 图2 一个开关周期中的等效电路。（a）1阶段（b）2阶段（c）3阶段（d）4阶段（e）5阶段（f）6阶段（g）7阶段（h）8阶段 阶段1 图2（a）：t0<t<t1，辅助开关S2打开在t0。S2在导通过程中，注入电荷在低掺杂二极管D1的反向恢复电流引起的瞬态流动通过二极管D1反向中部地区。反向恢复电流的增长率由谐振电感Lr限制，抑制开关损耗和电磁干

7、扰噪声。由于对寄生电容的放电电流源增长率不是由电感Lr限制，则转换开关S2在ZCS开启。给定的电流Lr和电压Cr关系如下： 阶段2图2（b）：t1<t<t2：反向恢复现象结束在t1时刻。一旦二极管D1关闭，Cs开始放电。D1两端的电压的增长率等于是在Vo-VCs间通过Cs限制实现ZVS关断。既然Lm比Lr大得多，可以假定主电感电流ILm在这个阶段不变，与谐振电感电流、谐振电容电压，和缓冲电容器电压关系如下： 开关峰值电流漏也是峰谐振电感电流。当VCs-VCr=0时，则阶段3 图2（c）：t2<t<t3,VCs被释放到零，体二极管DS1B和开关S1在t2时被打开。ZVS在

8、t2后打开开关S1。由于电压跨越Lr是等于-VCs，则ILr有一个负斜率。为了实现ZVS，应该也依次打开S1前关闭DS1B，当ILr出现时ILm在减少。如果上述标准则电路操作不受开关S1影响。在这个阶段，IS1增长率在Lr和Cr由共振所决定。ILr和VCr并给出阶段4 图2（d）：t3<t<t4当DS2B打开在t2时,IS1增加到ILm。在ZVS被打开DS2B后，可以关掉开关S2。当VCr,VCr,p出现在t3时，ILr变为零和峰值。D2电压和Vo+VCr,p应相等，在这里给出VCr,p关系式：共振在Lr和Cr间继续通过S1和DS2B。在t4时，ILr变为零和极性在保持VCr不变的

9、同时，VCr,p在t3时反转。接通S1的电流尖峰的表达式阶段5 图2（e）：t4<t<t5S2已经关掉，共振在t4时被停止。一个传统的PWM升压变换器电路的的导通状态操作是相同的。阶段6 图2（f）：t5<t<t6，当VCs=VDs时，在t5时开关S1被指控ILm后平稳。ZVS关断开关S1同时实现。阶段7 图2（g）：t6<t<t7在t6时当VC达到Vo-VCr,p时，ZVS在D2后被打开。在t7时，通过D2放电输出的Cr和充电的收益Cs直至VCs被Vo和VCr指控并被释放归零。阶段8图2（H）：t7<t<t8当D1在t7时打开时，缓冲器的能量回

10、收结束。然后，ILm流经D1而不是再次被指控D2阻止Cr。D2在后ZVS也关闭。电路的操作是关掉一个传统状态相同的脉宽调制升压转换器。电压Cr和电流Lr在t7时都为零，先前提出的假设被证明是有效的。当辅助开关在下一个开关周期中再次开启时，返回到1级。 通过上述分析，关键波形该Boost ZVT-PWM变换器可绘制图3。 图3 所提出的Boost ZVT-PWM变换器关键波形 B.转换器的基本特征 1)所有的半导体器件的软开关：在一些对ZVT-PWM变换器，软开关仅适用于原有的半导体器件。辅助晶体管和二极管仍然产生相当大的开关损耗和电磁干扰噪声。为了克服这个缺点，一系列ZVT-PWM转换器试图利

11、用辅助开关的体二极管关闭零电压开关 10 - 12 。该ZVT-PWM转换器，S2除了受到寄生电容的放电过程中打开，所有的半导体器件工作在ZVS和ZCS同时打开和关闭。与硬开关相比，导通损耗也因为与一个较小的寄生电容源更小的MOSFET可用来处理较低电流有效值 13 。开关损失和EMI噪声使有源缓冲单元减少。 2）打开主开关的电流尖峰电流：由于其体二极管已经进行，ZVT-PWM变换器的辅助开关关闭在ZVS。其缺点是开启主开关S1的电流尖峰。导通电流尖峰是约主电感器电流的两倍接通期间。然而，由于主电感电流是在导通时较低关断较高，电流不止是电流尖峰的一倍。例如，如果主电感电流纹波为正负33.3%，

12、如图4所示（a），它意味着在关断期间的主电感电流是两倍于接通时。换句话说，在关断电流期间导通电流尖峰的幅度是相同的。实际上，如果主电感电流纹波是33.3%以上，主电感Lm被选择最小电流。在不连续的传导模式电流并不受电流尖峰的影响，如图4（b）。在这种情况下，从图4（a）看出，该电流主开关S1电流只有平均主电感电流的133%。它比在非连续导通模式中的S2的电流比平均主电感器电流的200低得多，如图4(b)所示。 图4 在不同工作模式下的电流应力S1。（a）S1 33.3%纹波电流的主电感电流。（b）在不连续导通模式S1电流3）固有的一个PWM变换器：由于缓冲电路ZVT只有在短暂的开启和关闭的被激

13、活，在大部分时间ZVT-PWM变换器是一个常用的PWM变换器相同。常用的PWM控制可以直接应用于ZVT-PWM变换器,由于恒定的开关频率,一种电磁干扰滤波器的设计也很容易被优化，4）鲁棒性宽线和负载范围：谐振变换器技术的一个缺点是，软开关条件是强烈依赖于负载电流和输入电压。在轻负载时，ZVS通常由于存储在谐振电感的能量不足难以维持完全放电接通有源开关的谐振电容器。ZVS也难以实现在高压线路，因为它需要更多的能量的谐振电容放电。虽然在轻载或高压线失去ZVS不能引起严重的问题，由此产生的EMI噪声可能在实际电路中是不能容忍的。与情况在ZVT-PWM技术相反的是。在轻负载或高线路，减少ILm造成反向

14、恢复电流下降。因此，时间周期t0，t1是减少，而t1，t3主要取决于Lr，Cr和Cs几乎是恒定的。因为ZVT时间t0，t3减少则ZVS易于维护。换句话说，只要它被设计为满负载状态的负载范围。所提出的ZVT-PWM变换器可以在宽线来操作，并且唯一的限制是最小占空比，这是由ZVT时间限制。由于有限的最小占空比，ZVT-PWM变换器不能在很高电压工作，如图5所示。然而，对于一个精心设计的电路，这样的极端短的任务很少发生。 图5 ZVS区域功能的线电压和负载电流三、普通有源缓冲器脉宽调制变换器元件对Boost ZVT-PWM变换器的概念可以扩展到其他开关转换器。由于自然不同的转换器，两种类型的有源缓冲

15、单元提出了适合六个基本的开关转换器。一个如图6（a）是降压斩波，降压斩波升压、Cuk、Zeta´转换器，和另一个显示在图6（b）是升压和SEPIC转换器一个如图6（a）是降压斩波，降压斩波升压、Cuk、Zeta´转换器，可以看到，一个并联谐振网络由谐振电感Lr、谐振电容Cr组成，缓冲电容器Cs、辅助开关S2、辅助二极管D2。缓冲电容器Cs也采用了寄生电容S1和D2。电路运行类似如果被放置在平行或。能量也不是消散也不在缓冲单元的积累，这是 10 提出的拓扑结构的主要问题。ZVT-PWM如图7所示的转换器容易地通过附加主动缓冲单元的传统PWM变换器。图6给出了PWM变换器有源缓

16、冲单元（一）主动缓冲单元降压斩波，降压斩波升压，Cuk，和zeta转换器（b）活性´缓冲单元升压和SEPIC转换器图7：六基本ZVT-PWM变换器（一）Buck ZVT-PWM变换器（b）升压ZVT-PWM变换器（C）Buck Boost ZVT-PWM变换器（d）Cuk´ZVT-PWM变换器（E）SEPIC ZVT-PWM变换器（f）Zeta ZVT-PWM变换器四、设计过程由于传统的PWM变换器的设计已在文献中得到了很好的介绍中，更显著专注于有源吸收单元的设计的程序。共振缓冲电容，电感，与谐振电容是最重要的组成部分在设计有源缓冲器单元。谐振电感和缓冲电容器的设计提供软的

17、接通和关断的半导体谐振电容器的设计是暂时的将所吸收的能量储存到输出。A.谐振电感谐振电感的谐振电感值可以确定如何快速的主二极管可以关闭。然而，因为恢复特性不同的二极管,它是很难准确地计算。一个被广泛采用的谐振电感电流是允许上升到二极管的电流在二极管的反向恢复时间三倍 14 ， 15 。绕组线的半径可以由谐振电感峰值电流（13）提供。共振电感的设计是由核心损失，而不是有限的饱和磁通密度由于高磁通密度和相对较高的工作频率。高频响应和低损耗的材料如莫莉坡莫合金粉（MPP）是合适的。然而，由谐振引起的开关的辅助开关的电压尖峰引起的低磁芯损耗材料。略高的核心损失材料，如磁性材料便宜库尔姆，也可以用来征服

18、的电压尖峰。另一个升压型电路的方法是将电压钳跨开关S2通过放置一个额外的二极管D3如图8 12 。缺点是，额外的二极管增加电路成本和寄生电容增加了开关辅助开关接通时的损耗。既然这种方法增加电路成本，同时还带来有损机制，这是不建议有源缓冲器单元采用。 图8通过在升压型电路中增加一个二极管克服电压尖峰 B.缓冲电容器缓冲电容器是用于控制的主开关的电压源极电压。当主开关关闭，它提供了一个替代路径的主要电感电流，以减少开关损耗和电磁干扰电压源噪音。低等效串联电阻（ESR）电容器的高频响应和等效串联电感（ESL），如聚丙烯薄膜，是必需的。自缓冲电容器集成的输出电容主开关和主二极管，精确的电容值选定将受半

19、导体器件的影响。 C.谐振电容器确保缓冲电容完全放电，其基本要求是选择谐振电容应大于缓冲电容器。自共振电容、谐振电感主导的ZVT时间缓冲单元，一个大的谐振电容，结果在一个长的ZVT时间。它增加了最小的占空比和传导损失。然而，一个小的谐振电容引起的高电压穿越。它增加了二极管D2的电压在辅助开关上的电压尖峰特别是当DS2B的反向恢复特性是无穷小。不建议选择这样一个小谐振高压电容器的高压开关S2和二极管D2的电压尖峰。 D.助鞣开关和二极管助鞣二极管的电压应力增大到Vo+VCr,p，和辅助开关增加到峰值谐振电感电流的电流应力。自短辅助元件的工作周期，使导通损耗较低，辅助半导体器件选定的可以比原来的小

20、 13 。因此，一种具有较小寄生电容的辅助开关利用和导通损耗的辅助开关较小。五、实验结果一个750w 80kHz ZVT-PWM Boost变换器，如图9所示，已经验证了原理操作与理论分析。该电路在直流输入200V 输出400V来调节。为了比较，具有相同规格的硬开关升压转换器也建立。在图10中展示出了这两个电路的效率不同负荷下。最大效率达到95% 600W输出。实验对ZVT-PWM Boost变换器波形显示在图11- 13。可以看出，波形吻合较好与预测的那些如图3所示。缓冲操作分析是保证有效的。换向的波形在硬开关转换器的MOSFET和二极管也如图14所示。这是很容易看到，软切换不仅适用于主开关

21、S1和主二极管D1，而且还与辅助开关S2和辅助二极管D2相比。图12（a）表明主开关在零电压开关S1和整流通过主动缓冲单元关掉所有的非理想整流现象。图12（b）显示辅助开关S2整流在ZVS关断和近零电流开关打开。那只能整流近ZCS的原因打开是因为对寄生放电。然而，由于D1反向恢复电流被Lr限制的，只有一个小开关损耗产生当接通。也可以从图13（a）和（b）表示出主二极管D1和辅助二极管D2也在ZVS开启和关闭。对所有半导体器件施加软开关S1的害处是主开关的导通电流尖峰。它增加了电流压力。虽然电流尖峰是约两倍。在接通电流时，它已被证明，S1电流压力的增加，可减少到只有33.3%的平均主电感电流与正

22、确选择的主电感Lm。它被注意到从图12（a），在实验电路中的电流尖峰是约67%以上的平均主电感电流。如果选择较小的主电感值，则可以进一步减小。图中所示。15和16是测量总的电磁干扰噪声从10 kHz到30 MHz的ZVT-PWM升压转换器和硬开关升压转换器。通过开关频率这2种电路的电磁干扰噪声峰值均出现约80kHz。测量噪声尖峰也出现在两个电路的开关频率的倍数。可以看出，噪音在ZVT-PWM变换器的开关频率约6分贝低于硬开关。减少电磁干扰噪声应归功于主动缓冲嵌入式。有趣的是噪音下面的ZVT-PWM变换器的开关频率比硬开关的略高。不过,由于噪声的标准，如vde-0871 / B，总是宽松的频率较

23、低，在低噪声增量频率可以接受。 图9对Boost ZVT-PWM变换器功率级电路框图 图10效率的ZVT-PWM变换器和硬切换对应 图11 电感电流波形和缓冲器单元电容电压 VCs: 200 V/div; VCr: 50 V/div; ILr: 2 A/div; time 1 us/div (a) ILr 和 VCs. (b) ILr 和 VCr 图12 MOSFET在ZVT-PWM Boost变换器波形 VS1; VS2: 200 V/div; IS1; IS2: 2A/div; time 1 us/div （a）主开关S1 （b）辅助开关S2 图13 在ZVT-PWM Boost变换器功率

24、二极管示意图 VD1; VD2: 200 V/div; ID1; ID2: 2 A/div; time 1 us/div （a）主要二极管D1 （b）助鞣二极管D2 图14 在硬开关转换器的MOSFET和二极管的波形图 VS; VD: 200 V/div; IS; ID: 2 A/div; time 1 us/div （a）转换开关 S （b）二极管D 图15 ZVT-PWM Boost变换器的总噪声（10千赫30兆赫） 图16硬开关升压转换器的总干扰噪声（10千赫，30兆赫）六、结论在本文中，提出了一种通用的主动缓冲单元设计新型ZVT-PWM变换器。完全地消除开关损耗和电磁干扰噪声，软开关适

25、用于所有的电路的半导体器件转换器。理想情况下，除了受放电寄生漏-源电容在打开时，没有开关产生损失。恒定开关频率电磁干扰滤波器和控制电路的设计优化。宽线路和负载范围内也取得了ZVS和ZCS很容易保持在不只是重负载和低线路，而且也在轻负载和高线路。一个80千赫750w ZVTPWM提高原型调节直流输入200V ,直流输出400V的实验验证的分析。它是实验表明，本文提出的有源缓冲单元被成功地应用于用于改善的脉宽调制变换器开关瞬态。参考文献1 A. Pietkiewicz and D. Tollik, “Snubber circuit and MOSFET paralleling considerat

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