电流型运放及应用

1、Current Feedback Amplifier Theory and ApplicationsAppficaUon NateApril 1995AN9420.1电流反馈运放理论及应用By:惜荷介绍电流反馈运放(CFA)牺牲了电压反馈运放(VFA )的直流精度，换来了闭环下大的压摆 率以及带宽与闭环增益无关。虽然电流反馈运 放相对于电压反馈运放直流精度不好，但是可 以在比较大的动态范围下以直流耦合使用在 视频应用中。由于部分电流反馈运算放大器可 以达到接近GHz的带宽范围，高频放大器必须 交流耦合的时代成为过去。CFA的压摆率不受在VFA中线性上升速率的限制，所以转换速度更高，上升/下降时

2、间短而且互调失真小。本文中的反馈理论来自intersil的AN9415应用 笔记“ Feedback, Op Amps and Compensation ”文 中的方程及术语与相关应用笔记中相同，除了 反向输入阻抗用Zg而不是Z1或是乙表示，因为 这已经在CFA广泛被接受。反馈方程如Figure 1框图所示，在不考虑各部分输入输 出阻抗匹配的情况下可得方程EQ.1、EQ.2、EQ.3。就是说上一级的输出阻抗远小于输入阻 抗，这种假设在一两个数量级内是准确的。解 方程 EQ.1、EQ.2、EQ.3 得 EQ.4、EQ.5，这两 个方程就是反馈系统的方程。=lEQ. 1(BQ. 2E =(EQ ,

3、3)VQfVi - A/(1 + Ap)(ED 4)E.V|= 1/1 + A|jII ”h VOaPFIGURE 1. FEEDBACK SYSTEM BLOCK DIAGRAM开环增益A 一般由像运放这样的有源器件决 定，反馈系数B通常只包含无源器件。由于开 环增益 A接近与无穷，AB远远大于1,忽略EQ.4分母上的1则得EQ.6.1/p fwAp R 1tEQ 6)Vo/Vi称作闭环增益。由于EQ.6不包含直接增益A，所以闭环增益与独立与放大器的参数(A)无关，这是反馈电路的主要优点。方程EQ.4可用于分析反馈电路的稳定性，几 乎所有这类电路都可以化简为上述框图形式。易知反馈是否稳定取决

4、与分母是否为0.1+Ap = 0(EQ. 7)Afl =-1 = 111 MSP(EQ. 8)由EQ.4、EQ.8当环路增益 A B模为1,且相位 为-180度是方程EQ.4左边由于分母为零，变 得没有意义。这将导致在该频率下的震荡频率 下震荡。如果在谐振频率处环路增益比一大一 点，有可能由于有源器件的饱和而是环路增益 变为1如果环路增益比1大很多，会出现非线性失真。防止不稳定的情况出现是反馈电路设计的基本原则。一个好的开始是找一种简单的计算方法。Figure2表明环路增益可以在输出开路、 输入短 路时，在如图所示的地方断开测量在输入Vti是输出Vto计算环路增益。FIGURE2 SLOCK

5、LHAGRAM FOR COMPUTING THE LOOPGAIN(EQ. 5.FISURE 4. BLOCK DIAGRAM FOR 3TAEI LI TY ANALYSIS器输入输出的影响。在 X处把环路断开，接入 测试信号Vti，然后计算输出信号 VT。，得出稳 态方程。为计算方便把电路图重画到 Figure5， 可以看到输出缓冲和其等效输出阻抗没有画 出，这是因为他们的影响可以忽略不计。虽然 输入缓冲器也画出了，由于前面体到的原因， 分析时并未考虑器增益误差。稳性定方程CFA模型如Figure3所示。同相输入端接入输 入缓冲器，所以他的输入阻抗非常大。反相输 入端为缓冲器的输出端，Z

6、b是缓冲器的输出阻 抗，通常非常小，一般小于50欧。由于现代集成电路工艺的发展，缓冲器的增益Gb非常接近于1,但是总是小于1.这使Gb的影响远 远小于跨阻Z，可以忽略不计。输出缓冲器输出阻抗必须比较小。他的增益Gout也为1，基于同样的原因其增益误差也可 以忽略。没有容性负载时输出阻抗ZoUT也可以忽略，除非要求在驱动小负载而且要求较高的 直流精度。FIGURE 5. CIRCUIT DIKG尺AM FOR STABILITY ANALYSEFigure5的电路方程如下：VT(二 I2(ZF*ZG|ZB)EQ.iavro - hZ(EQ.11比-片上&日二MEdIS)由EQ.10和EQ.12联

7、立得：VT(= 1,-ZpznZg. 1 + z&fzei= Rf “2評fIIE)eq. 13)EQ.11除以EQ.13得稳定性方程：Ap = VTOXVT| =助疋沖 +% 迄(EQ. 14i下面先介绍同相和反相输入模型及稳定性方 程，然后同时讨论同相和反相输入时的稳定性 方程。可由Figure4建立同相和反相时的稳态方程。 稳定性是环路增益 A B的一个属性，不受放大FIGURE 6. NON-INVERTING CWCUIT DIAGRAM有 Figure6 得：I =-(VqlTT Vx)Zf(EQ. 15)Vx = V|N-IZb(EC. 1S)Volt =(EQ. 17)U= 1

8、VIN-VK,. X-VOUT,Z0 = _VXIZ - Vout有上述方程联立得如EQ.4形式的方程:z呱T_G ZE屛入忙祁ZF(1+ZR 2f | ZQ|同相输入框图如Figure9所示5召一FIGURE 9. IN VERTUG BLOC KIM AG R A M(EQ. 19)(EQ 20)I EQ. 21)有上述方程联立得如EQ.4形式的方程：(EQ. 18)稳定性反相输入时模型和方程FIGURE 10. SArPE BODE PLOT同相输入框图如Figure7所示叫用*卞1卜1Zf 11 + Zp-Zp lZt-JI隔IugFIGURE 7. BLOCK DIAGRAM OF

9、THE NONIMVERTING CFAEQ.8是测试稳定与否的标准条件，但是也有其 他的方法判断电路的稳定。本文用的是波特图 的方法，就是在对数坐标系中画出环路增益。“ Feedback, Op Amps and Compensation ” 中简单 的介绍了波特图。在图中幅频特性和相频特性 用对数坐标画出，假如环路增益降到 OdB在相 差到达180度之前，则电路是稳定的，在实际 应用中相移应该小于140度，即留有40度的_LFIGURE G IMVERTIMG CIRCUIT DIAGRAh1如图所示，直流增益为20dB，即放大倍数为10. -3dB拐点在3 =1/RC处，此时相移为-45

10、度。相位裕度以获得更好的性能。一个波特图的示 例如Figure10所示。(eQ. 25)(EQ. 26)(EQ. 27)这种电路不可能不稳定因为最大相移只有90度。在希望或不希望的情况下，CFA常常震荡，因此在环路中至少有 2个极点。事实上，在环路 传递函数中通常有多个极点，但是基于下面两 个原因通常只选两个代表性的极点计算。一是 两个极点就可以很好的描述实际的电路，二是 两个极点运算比较简单且容易理解。EQ.14为CFA的稳定性方程，转换为 dB有:20LOG 刚=20LOGIZ/ 夺门+冷知氐I(EQ. 23：.0 =1ANGENT-1Z1+Z0/Zf|ZcH)(EQ. 24|稳定性的判断

11、方法是画出其波特图。稳态方程 中 20log|A 3 可以写为 20log (x/y) =20logx -20logy的形式。于是EQ.23的分子分母就可以分开来处理，然后在波特图中相加。这样做是 为了单独处理不同的变量，便于分析他单独的 影响。Figurell画出了 EQ.23和EQ.24的波特 图其中( )COMPOSITE CURVE2CLOGIJAGURE 11 CFATKANSIMPEDANCE PLOTaop】習己十孟LU画 UOWE假如20log|ZF+ZB/ZF|ZG|等于OdB电路将振荡， 因为此时相差以到达-180度在20log|Z|降到0 之前。由于 20log|ZF+Z

12、B/ZF|ZG|=61.1dB,把 20log|Z|向下平移61.1dB ,到最大为58.9dB处， 电路是稳定的，因为此时OdB处相移为-120度 或是说有60度的相位裕度。若 Zb=0欧姆， Zf=Rf,即A 3 = Z/Rf,在这种特殊情况下，稳 定性取决于Z和Rf,而且Rf总可以取适当的 值使电路稳定。推论一：Zf(1+Zb/Zf|Zg)是影响稳定性的主要因素。其中反馈电阻是影响稳 定性的最主要因素。选择合适的Rf可以在带宽 与增益峰值之间选择；60度相位裕度相当于约 10%或0.83dB的过冲。推论二：由于输入缓冲 的输出阻抗Zb相对于反馈电阻较小，而且还要 乘以1/zf|Zg,所以

13、Zb的对稳定性的影响较小。重写 EQ.14 为 A 3 = Z/(Zf+Zb(1+Rf/Rg)得推 论三：闭环增益对稳定性影响较小，这是因为 其要乘以相对于Zf较小的Zb。由于推论三许 多人认为电流反馈型运放的闭环增益与带宽 无关，但是上述观点成立与否取决于Zb和Zf的相对取值。电流反馈型运放以闭环 Gcl增益为1为特点。 闭环增益增加电路更加稳定，而且适当降低Zf可获得部分带宽。设 A 3 1、A 3 n分别为闭环 路增益为1、N时的环路增益，令A 3 1=A 3 N ; 这使稳定性不变。EQ.14重写为EQ.25并得出EQ.27 :z=疋环 1 +* Ef N + LNZFh| = ZF1

14、 4 GCL1 - GCLN对于HA5020在闭环增益为1时，假设Z = 6M 欧、ZF1=1k欧、Zb=75欧则得 Zf2=925欧姆。 然而实验表明Zf2=681欧时有最好的效果，计 算与实际产生差异的原因在于Zb的值与频率有关，并且这会在传递函数中引入一个零点， 对电路的稳定性产生较大影响。Zb与频率的关系如下：在低频时 hiB=50 欧、Rb/( 3 0+1)=25 欧得 Zb =75 欧，但是在高频时 Zb由EQ.28决定。因为在NPN和PNP晶体管中3 0和3 t，导致计算复 杂，且与输出电压的极性有关。在 Figure12和Figure13中画出了 HA5020的跨阻Z和Zb。由

15、 图中可以看出 Z在20MHz时开始下降，说明 在此处有一个零点。Zb在65MHz处也有一个零点。两条曲线是相关的，得到他们的精确的 数学关系式是困难的，所以为了获得最好的性 能需要大量的实验。有了 EQ.27就有了设计电路好的出发点，但是 寄生参数还有各个参数的相互影响会使电路 性能下降。经过理论分析之后，必须仔细考虑 布线以获得最佳的电路性能。然后需要小心的 测试是否满足要求，更重要的是测试是不是有 设计中没有考虑到的因素。0.0010.11WFflEQUiENeY-才uillz口ucp 山o二zUJQK-tu山 dEt*jz-LLU蚤二 dFIGURE 12 HA6020 TRANS M

16、PEDANCE VI FREQUENCY124B抑*0 GQ WlOflFRtClUEIiCY(MHt)FIGURE 11 HA502O INPUT SUFFER OUTPUT RESISTANCE 囱 FREQUENCY3二r?_性能分析Tablel表明电流型运放和电压型运放的闭环增 益是相同的，但是直接增益和环路增益却有相 当大的差别。电压型运放环路增益包含Zf亿i（Zi相当于Zg）。由于闭环增益和环路增益包含相 同的部分，所以他们不是相互独立的。环路增 益方程包含放大器增益a,所以闭环增益也是 a的一个函数。因为放大器的增益随频率的增大 而增大，所以直接增益会随频率的上升而降 低，直到在

17、他等于闭环增益。在单极点系统中 这个交叉点总是出现在-20dB/10倍程的衰减上。这就是电压型运放的带宽增益积为常数的 原因。TABLE 1 SUMMARY QF OF A|7P EQUATIONSCiRCUrT COM FIG U RATI OMCURRENT FEEDBACK AMPLIFIERVOLTAGE FEEDBACK AMPUlFfERNOM INVERTINGDirect 仙 inA1 + 心iZpd * Zbf IIq)aZ/ZH1 * Zs/ZfIIZg)E3Zq.i(Zg +Closedl Loop Gain1 + Z/Zg1也心INVEFTTINGDi 耐 Gsinz2

18、5(1*1120)应区r 4 Aj)L网 Oah*鬲耳1氏）Clfid Loop Gain哥忆6电流型运放的跨阻也是频率的函数，他也出现 在环路增益和闭环增益方程EQ.18、EQ.22中。增益设定阻抗Zf和Zg之比没有出现在环路增 益中，除非考虑更高数量级的近似时Zb的影响，所以Zf可以随意调整以得到更高的带宽。 这就是电流型运放带宽与增益相对独立的原 因。当Zb成为影响环路增益的一个重要部分时 电流型运放的带宽增益积也为常数。把EQ.5写为EQ.29可以看出信号等效到输入 端的误差是任何反馈系统环路增益的函数。当 电压型运放在闭环增益为 +1时，环路增益A 3 =a。像HA2841这样直流增

19、益为50000的运放 很普通，所以器直流增益精度为 1/50000=0.002%。一个好的电流型运放跨阻 Z=6M欧，Zf = 1k欧，所以其直流精度只有 1075/6M=0.02%。电流型运放常常牺牲直流精 度换取稳定。直流精度是 OP放大器可以获得的最好精度， 因为随着频率的上升，增益 a或是跨阻Z都会 降低。电压型运放的带宽增益积为常数所以当 频率增长当某个值时其直接增益开始降低，然 后电流型运放也会损失增益。于是电压型运放 和电流型运放幅频特性曲线存在一个交点，在 此处他们的交流精度相同。当超过这个频率时 电流型运放的精度好于电压型。电压型运放的输入级为差分晶体管，这使减小 偏流的影响

20、变得非常简单，所以只有失调电流 的影响。现在最受推崇的方法是在同相端插入 一个阻值等于反馈电阻和输入电阻并联的电 阻，使偏流转换为共模电压。电压型运放有很 好的共模抑制比，所以偏流的影响可以消除。而电流型运放的输入端一个为晶体管的基极 而另一端输出阻抗低。这解释了为什么输入电 流不能抵消以及同相端输入阻抗高而反相端 输入阻抗低。某些电流型运放向 HFA1120有调 整失调电流的管脚。新一代的电流型运放正在 寻找提高直流精度的方法。输入电容在反相输入端对地加一个电容，则阻抗 Zg变 为 Rg/(sRgCg+1)，EQ.14 重写为 EQ.30，然后 代入Zg的EQ.31。可见在环路增益中又会引入

21、 一个新的极点：如果它离Z的极点很近就有可 能引起震荡。由于Zb非常小所以极点在比较高 的频率，当Cg变大时极点将会移向Z的极点， 电路可能变得不稳定。Aji=- Zg)4 EQ. 30假如 Zb=Rb，Zf=Rf，Zg=Rg|Cg，方程 EQ.30 变为：AP吟 1 -如片I%札 1气1% - 11(EQ，31反馈电容在反馈电阻上并联一个反馈电容，则电流型运放包含反馈电容时的环路增益如 Figure14所示。复合曲线到达OdB时斜率为-40dB/10倍程。于是就有足够的时间积累相位 差，它将变得不稳定。如果新的极点出现在比 Z的极点频率高出很多的位置，贝UZ的极点起主要作用，有可能是电路稳定

22、。但是在这种情 况下Cf非常小才能使电路稳定。在实际中只要 电容足够大，几乎任何反馈电容都会使电路振 荡。在有些情况下，零点恰好出现在A B曲线的OdB处，在这种情况下会使相位差减小，抵 消极点对相位差的影响。这样电路更加稳定， 极点将出现在曲线经过 0dB之后。计算Cg和Cf在同时考虑输入电容和反馈电容(连接方式同上两节)时的方程EQ.33 :_Z(Rff5+1)呻=申th匹押i阳朿丽諏&辛7奇r fEQ-331可见加入零点和极点相消，电路的交流特性将 取决于z,此时需要满足：1RFCF5 + 1)=旧创坯腹出贮 f + hEQ.34)匚涉屮日亦只时(EQr 35)EQ.35为EQ.34化简

23、得到的。虽然Rb与频率有 关，电容的选取非常的不容易，但是经过精心 的调整，这确实有用。根据墨菲定律，任何不 稳定都会导致震荡，所以最好减小电容的值。Zf=Rf/(sRfCf+1)。把 Zf 代入 EQ.30，得 EQ.32 :Zi HFCFs + 1总结得到的环路增益有一个新的零点和极点，于是 电路是否震荡取决于极点相对于零点的位置。FIGURE M. EFFECT OF CF OlM STAQlUTVO电流型运放不像电压型运放那样带宽增益积 为常数，所以反馈电阻可以随意调整使得电路 在给定增益的条件下获得最好的性能。电流型 运放的稳定性主要决定于反馈电阻，所以需要 确定增益后根据数据手册上

24、给出的值选用。减 小Rf虽然可能引起振荡，但是可使带宽增加， 增益Rf有相反的效果。在电流型运放中Rf的选取非常的严格，根据数据手册上给出的值选 用，并且精心的测试与调整是一个良好的开 始。Zf越小带宽越大，但是稳定性越不好，此 时在反馈电阻上加一个二极管或是电容会引 起电流型运放的振荡。在设计电流型运放电路是实验是不能少的，因 为许多性能都来自于电路设计。制造商的推荐 电路可使设计简化。Intesil乐意好的设计电 路，已经能够提供评估板。可以作为设计参考，使用时注意地平面还有接地技术。这些电路没 有好的接地技术可能因为振荡而不能工作。好 的接地技术就是好的去耦方法。在IC管脚上需要去耦并且最好使用贴片元件去耦，否则可 能引起难以预测的现象。文中已经给出了一些有用的公式可以作为设 计工具，但是要注意公式的使用条件。文中的 假设可以用于一般的电流型运放