SPWM的谐波分析及其抑制方法研究

1、真诚为您提供优质参考资料，若有不当之处，请指正。目 录摘要IAbstractII第一章 绪论11.1.课题背景及研究意义11.1.1 课题背景11.1.2 课题的意义21.2 国内外PWM逆变器谐波抑制技术的研究现状31.2.1正弦 PWM 技术31.2.2 随机 PWM 技术41.2.3 优化PWM 技术41.3 课题的来源及主要研究内容5第二章 单相SPWM逆变器输出电压谐波分析62.1谐波分析的必要性62.2单极性SPWM逆变器输出电压谐波分析62.2.1 MATLAB/simulink建模仿真62.2.2输出电压的谐波分析92.3双极性SPWM逆变器输出电压谐波分析112.3.1 MA

2、TLAB/simulink建模仿真112.3.2输出电压的谐波分析132.4单极性倍频SPWM逆变器输出电压谐波分析152.4.1 MATLAB/simulink建模仿真152.4.2输出电压的谐波分析172.5本章小结20第三章 SPWM逆变器谐波抑制方法研究213.1 改变载波比法213.1.1 理论基础213.1.2 仿真结果223.2 注入适当的谐波法243.2.1 理论基础243.2.2 仿真结果253.3 低通滤波器法293.3.1 巴特沃思型滤波器参数设计303.3.2设计实例313.3.3 仿真结果313.4 其他抑制谐波的方法333.5本章总结34第四章 总结35致谢36参考

3、文献37文献综述391 / 56摘要随着电力电子器件的迅速发展，PWM 逆变器越来越广泛的应用在交流变频调速系统、中频电源及其他各种电力电子装置中得到了，它所产生的谐波对外界的危害亦日益严重。本文主要研究单相SPWM逆变器输出电压谐波及抑制谐波的方法并为单相单极性倍频SPWM逆变器设计合适的滤波器。首先，根据SPWM原理和傅里叶级数理论，建立了SPWM逆变器输出电压的数学模型，分析SPWM逆变器输出电压和谐波的特点。然后，研究在三种不同载波控制方式下的输出电压中所含的谐波特点。其次选择可以有效抑制单相SPWM逆变器输出电压谐波的方法。最后针对单相单极性倍频SPWM逆变器设计一个合适它的滤波器。

4、研究表明，不同在载波控制方式、载波比、调制比这些因素都影响着单相SPWM逆变器输出电压的谐波含量及分布；选择合适的载波比和注入适量的谐波这两方法都可以不同程度上抑制输出电压的谐波，但这两种方法都有一定的局限性；利用巴特沃思型滤波器参数设计可以很好的滤除单极性倍频SPWM逆变器输出电压中的高次谐波，使输出电压波形平滑且很接近正弦波。关键词：SPWM逆变器， 谐波分析， 谐波抑制， 滤波器AbstractWith the rapid development of power electronic devices, PWM inverter is more widely used in the AC

5、 frequency control system, frequency power supply, and various other power electronic devices has been, it generates harmonics on the dangers of the outside world is also becoming increasingly serious. This paper stEdies the single-phase SPWM inverter output voltage harmonics and harmonic suppressio

6、n method for single-phase unipolar SPWM frequency inverter design suitable filter.First, according to the principle and the Fourier series SPWM theory, the inverter output voltage SPWM mathematical model to analyze SPWM inverter output voltage and harmonic characteristics.Then, stEdy the three diffe

7、rent carrier control of under way output voltage of contained in the harmonics features. Secondly selection can be effectively inhibit the single-phase SPWM Inverter output voltage harmonics approach. Second choice can effectively inhibit the single-phase SPWM inverter output voltage harmonic approa

8、ch. Finally multiplier for single-phase unipolar SPWM inverter design a suitable filter it.StEdies have shown that different control modes of the carrier, the carrier ratio, modulation ratio of these factors affect the single-phase SPWM inverter output voltage harmonic content and distribution; choo

9、se the right carrier ratio and the amount of harmonics injected two methods can be varying degrees, the output voltage harmonic suppression, but both methods have some limitations; utilization Butterworth type filter design parameters can be well filtered unipolar SPWM inverter output voltage double

10、r in higher harmonics, the output voltage waveform is smooth and very close to the sine wave.Key words: SPWM inverter ，Harmonic Analysis ，Harmonic suppression， Filter第一章 绪论1.1.课题背景及研究意义1.1.1 课题背景1）PWM技术脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。这种方式能使电源的输出电压在工作条件

11、变化时保持定，是利用微处理器的数字信号对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。PWM控制技术以其控制简单，灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM控制技术发展的主要方向之一。随着电子技术的发展，出现了多种PWM技术，其中包括：相电压控制PWM、脉宽PWM法、随机PWM、正弦PWM法、线电压控制PWM等，而在镍氢电池智能充电器中采用的脉宽PWM法，它是把每一脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调

12、压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制充电电流的目的。随着逆变器在交流转动、UPS电源和有源滤波器中等的广泛应用，以及高速全控开关器件的大量出现，PWM技术已成为逆变技术的核心，因为受到人们的高度重视，尤其是近几年，微处理器应用与PWM技术和实现数字画控制之后，更是花样翻新，到目前为止仍有新的PWM方式在不断出现。2）PWM逆变器及其应用随着微电子学、电力电子技术、自动控制理论等相关学科的发展，采用脉冲宽度调制技术的逆变器已经作为现代电力电子技术中最基本装置之一。因为其优良的性能使得PWM 技术成为了逆变器的主要控制技术并且得到了广泛的

13、应用。在交流变频调速系统、不间断点与UPS、中频电源、高性能交流稳压电源、储能利用等的领域都广泛的采用了PWM逆变器。不急如此PWM逆变器还应用在高压直流输电的用电段、特种电源等电力电子装置中。技术在这种加工将起到重要作用。今后，随着工业和科学技术的发展，用户对电能质量的要求将越来越高，包括市电电网在内的所有原始电能的质量可能满足不了用户的要求，必须经过加工后才能使用，而PWM逆变器3）谐波的危害PWM 逆变器的广泛应用不仅可以提高了电力电子装置效率和可靠性同时还可以减小电力电子装置体积和重量、节省材料、降低成本等。其次也为机电一体化、智能化奠定了重要的基础。但是不能忽略的是因为PWM逆变器广

14、泛的应用，将电力电子装置变成为最大的干扰源。由于诸多方面的限制使得PWM逆变器输出电压、电流波形中含有较高谐波分量，主要是由各种电力电子装置、变压器等产生的，由此带来的谐波污染问题日渐加重。总的概括起来，其主要有以下几方面：1. 对旋转电机（发电机和电动机）产生转矩脉动、附加功耗（铜损和铁）并导致发热，还可能引起振动乃至谐振。还有可能产生电磁噪音从而污染环境。2. 对电容负载引起谐振和谐波电流的放大，从而导致电容器因过负荷或过电压而损坏。谐波对电力电缆也会造成过负荷或过电压而击穿 3. 加变压器负载的损耗，特别是当发生并联谐振和并联谐振，从而使谐波放大时，会使损耗大大增加，甚至引起严重事故。

15、4. 造成继电保护和自动控制装置误动作，并使电气测量仪表计量不准确。 5. 谐波所产生的电磁干扰（EMI）会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量；重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。1.1.2 课题的意义因为谐波有着很多危害，而当今社会又倡导着“绿色化”，所以如何能更好的抑制电力电子装置的谐波已成为迫在眉睫的问题，更是未来社会不可避免要面对的显示，所以如何减小逆变器输出谐波也是当今科学家主要关注的问题。所以必须对各种 PWM 技术的逆变器进行输出谐波抑分析、对比，再次此基础上找到抑制其谐波的方法同时还要对各抑制谐波技术进行深入研究，找到最合适的方法使各种PWM 逆变器所产

16、生谐波减小，这样就可以令用电设备获得高质量的正弦波。 因此，本课题的研究将对我国未来节能供电、高质量供电、高性能供电技术的发展有一定的积极作用，能够实现高效、低污染地利用电能.1.2 国内外PWM逆变器谐波抑制技术的研究现状 1963年，F.G.Turnbull提出了消除特定谐波法；1964年，A.Schnoung和H.Stemmler把通讯系统的调制技术应用大交流传动逆变器中，产生了正弦脉宽调整技术，后由英国Bristol大学的S.R.Bowes与1975年进行了推广和应用，使SPWM调制技术成为广泛关注的热点。后来，Bowes有相继提出了全数字化SPWM方案，规划采样数字化PWM方案及住优

17、化PWM技术，已提好直流电压利用率。1983年，J.Holtz等有提出了空间向量PWM技术。从逆变器诞生那刻起全球的科学家都在寻找一种可以使PWM逆变器谐波含量少的控制方法，历经一个世纪的沧海桑条的变化PWM 逆变器的谐波抑制技术也经历了一个不断创新和不断完善的发展过程。1.2.1正弦 PWM 技术正弦脉宽调制技术是调制波为正弦波、载波为三角波或锯齿波的一种脉宽调制技术，它是1964年由A.Schonung和H.stemmler把通讯西东的调制技术应用到逆变器而产生的，后来由Bristol大学的S.R.Bower等于1975年对该技术正是进行推广应用。这项技术的特点是原理简单，通用性强，控制和

18、调节性能好，具有消除谐波、调节和稳定输出电压的多种作用，是一种比较好的波形改善法。它的出现为中小型逆变器的发展起了重要的推动作用。但是SPWM调制技术也有自身的不可避免的缺点，例如载波对正弦信号进行调制，必然会产生和载波有关的谐波分量。当需要提高直流电压利用率时，就要对正弦信号进行过调制，这样的做法会影响输出电压，令低次谐波大量出现。这与SPWM的初衷是有一定矛盾的。所以过调制只在某些强调直电压流利用率而对谐波要求不高的场合有所应用。1.2.2 随机 PWM 技术随机PWM技术主要针对的交流传动逆变器的调制提出的。1970年1980年，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般

19、不超过5kHz，电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注。，在1993年到1994年之间为求得改善， V.G.A.gelidis和A.M.Trzynadlowsky等提出了随机PWM调制技术。她从改变噪声的频谱分布入手，使逆变器输出电压的谐波均匀地分布在较宽的频带范围内，以此来达到抑制噪音纺织机械共振的目的。值得考虑的是随机调制并没有将总谐波能量减小，而是将原来集中在开关频率及其频率上的能量分摊在整个频域范围内，使得集中在谐波频率上的谐波能量相对减小，同时因为其波分量分布范围较宽，就会对滤波造成不利的影响。根据随机PWM的原理，有PWM实现方式的不同可以分为三类，即随机开关频率PWM

20、、随机脉冲位置PWM和随机开关PWM.就当今的电力电子装置的发展而言随机PWM技术已得到成功地运用，但是对随机开关频率PWM逆变器的谐波频谱进行分析和量化设计方面没有较为完整有效的方案并且如何具体的实现的方案也很少。1.2.3 优化PWM 技术 优化PWM技术多数是以F.G.Turnbull提出的消除特定谐波为基础的，其原理是：根据某一特定的优化目标(评价函数最小)，在离线状态下计算出在所有工作频率范围内的开关模式（开关叫位置），使得某个评价函数为最小优化目标最佳），然后把这个结果存储起来，通过查表或其他方式输出，形成优化PWM波形。由于开关频率低，每一工作周期只有可数的几次开关动作，因此开关

21、角的微小变化都对谐波含量的影响很大，所以应选用大型计算机在整个工作频率内寻优，算出一个工作周期内实现某一特定优化目标的开关模式（所有开关角的位置），并去掉可能的局部优化结果，这是很浪费时间的，同时也难以实现动态控制，因此应用较少。目前应用较多的是存表，然后通过少量插值计算的方法，或是通过简化的近似计算法了输出优化PWM波形。随着微处理器素对和为数的提高，实时计算的优化PWM波形法也已经实现。1.3 课题的来源及主要研究内容SPWM逆变电路由于其固有的特性，输出波形含有较大的谐波，输出的谐波过大不仅会使负载的机械震动加大、仪表的测量误差增加,而且还会对计算机和通信产生干扰。增加谐波损耗，降低效率

22、,以至严重影响整个系统的控制性能。因此，要提高SPWM 逆变电源的性能，必须对其输出谐波进行准确分析并有效地抑制。使其获得良好的经济效应和社会效应。本次论文主要研究的有如下几个问题：1）单相SPWM逆变器输出电压谐波分析。通过MATLAB软件建立三种不同载波方式下的单相SPWM逆变器模型，具体分析单极性、双极性、单极性倍频SPWM控制策略下的逆变器输出电压谐波特性。2）单相SPWM逆变器输出电压谐波抑制方法研究。本文主要研究三种关于单行SPWM逆变器输出电压的谐波抑制方法。同时还提及了其他的谐波抑制方法，但是未做深入研究。第二章 单相SPWM逆变器输出电压谐波分析2.1谐波分析的必要性因为PW

23、M技术是根据面积相等的原则产生的，所以采样定理中有个十分重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在有惯性的环节上时，其效果基本相同，是指环节输出响应波形基本相同。设想把各响应波形经过傅立叶变换分析后，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。通过这个结论可以得出，经过调制以后的波形与原来的正弦波是基本相同，而不是完全相同。因为PWM技术中采用了载波对正弦信号进行调制，也产生了和载波有关的谐波分量。这些谐波分量的频率和幅值是衡量PWM逆变电路的重要指标之一。因此有必要对PWM波形进行谐波分析，下面就对单相SPWM逆变器输出电压进行谐波分析。2.2单极性SPWM逆变器输出电压谐波分析2.2.1 MAT

24、LAB/simulink建模仿真在采用单极性控制方式时，在信号波的一个周期内，输出的PWM波有Ed两种电平和零电平。在调制信号ur和载波信号uc产生交点的时候控制各开关器件的通断。在ur的正半周，V1保持通态，V2保持断态，当uruc时，V4导通，V3关断，u0=Ed；当uruc时使V4关断，V3导通，u0=0。在ur的负半周，V1保持断态，V2保持通态，当uruc时，使V3关断，V4导通，u0=0.这样就得到了单极性SPWM波形。负载电压可得到Ed和-Ed和零电平。在ur的半个周期内三角波载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化，所得到的PWM波形也只在单个极性范围内变化的控制方式称为单极性

25、PWM控制方式9。 图2.1 PWM逆变电路图2.2 单极性PWM控制方式波形本文PWM调制电路是采用两相调制信号(互为反相)与载波比较得到四路(含互补)控制信号，控制四个功率器件的通断。这也是一种单相单极性控制方式，它在MATLABSIMULINK下SPWM波形产生原理图如图 图2.3 MATLAB/SIMULINK下单极性SPWM波形调制电路原理图 选择正选调制频率50Hz，三角载波频率1KHz，经过调制以后逆变桥输出的四个PWM脉冲如图 图2.4 四个逆变桥输出电压从上图中可以得出脉冲的值为“1”时代表其此时控制的功率管导通，为“0”时代表其此时控制的功率管关断。PWMl和PWM2互补对

26、称，PWM3和PWM4互补对称。根据以上所提供的数据，其载波比为N=20。也就是说，在一个调制波周期内有20个PWM脉冲，其脉冲宽度根据可计算出来。此时无死区设置，属理想状态。此时，逆变器不带滤波器和负载时的电压输出和电流输出图2.5 单极性SPWM逆变器未滤波输出电压及电流从图中可以看出，未滤波以前逆变器的输出电压为一系列的矩形脉冲，幅值宽度按相应的正弦波规律变化，而且有Ed、-Ed和O三种电平，随着正弦波的正负半周交替变化。2.2.2输出电压的谐波分析实验取1、 调制深度m=0.5，基波频率为50Hz,载波频率为1000Hz（N=20）；2、 调制深度m=0.5，基波频率为50Hz,载波频

27、率为1750Hz（N=35）；3、 调制深度m=0.9，基波频率为50Hz,载波频率为1750Hz（N=35）4、 调制深度m=1，基波频率为50Hz,载波频率为1000Hz（N=20）；5、 调制深度m=1，基波频率为50Hz,载波频率为1750Hz（N=35）；四种情况进行仿真。仿真时间定位0.06s，在powergui中设置为离散仿真模式，采样时间为10-5，运行后可以得到仿真结图2.6 当M=0.5,N=20时单极性SPWM逆变器输出电压频谱图图2.7 当M=0.5,N=35时单极性SPWM逆变器输出电压频谱图 图2.8 当M=0.9,N=35时单极性SPWM逆变器输出电压频谱图 图2

28、.9 当M=1,N=20时单极性SPWM逆变器输出电压频谱图图2.10 当M=1,N=35时单极性SPWM逆变器输出电压频谱图通过以上四种情况的FFT分析，当 M=0.5和N=20的时候值得考虑的最低次谐波为17次，幅值为基波的8.90%。最高次谐波为21次和23次，幅值为基波的72%左右。其中含有第17、19、21、23、35、37、39等奇数次谐波，幅值都较大。同样当M=0.5和N=35时，值得考虑的最低次谐波为32次，幅值为基波的8.53%。最高次谐波为34次和36次，幅值为基波的72.58%。其中含有第32、34、36、38、67、69等次谐波的。随之调制深度M的增大，谐波的幅值都减小

29、。但是当M=1的时候，N=20和N=35的值得考虑的最低次谐波分别为15次和30次，而最高次谐波分别是17次、23次和32次、38次。但是谐波的相对幅值却减少了。而且在开关频率（载波频率）为1000Hz、1750Hz时分别不含有15次谐波、35次谐波。综上所述，可以到逆变器输出电压波形中含有载波频率的整数倍及其附近的谐波；当调制深度Muc时，给V1和V4一个导通信号，同时给V2和V3一个关断信号，如果这时i00,那么V1和V4导通，若i00，则VD1和VD4导通，但是无论哪种情况输出的电压u0=Ed。当ur0,则VD2和VD3导通，不管哪种情况都是输出电压u0=-Ed9。图2.11 双极性PW

30、M控制方式波形它在MATLABSIMULINK下SPWM波形产生原理图如图图2.12 MATLAB/SIMULINK下双极性SPWM控制方式调制电路原理图 选择正选调制频50Hz，三角载波频率1KHz，经过调制以后逆变桥输出的四个PWM脉冲如图图2.13 四个逆变桥输出电压同上一节一样输出脉冲的值为“1”时代表其此时控制的功率管导通，为“0”时代表其此时控制的功率管关断。PWMl和PWM2互补对称，PWM3和PWM4互补对称。根据以上所提供的数据，其载波比为N=20。也就是说，在一个调制波周期内有20个PWM脉冲，其脉冲宽度根据可计算出来。此时无死区设置，属理想状态。此时，逆变器不带滤波器和负

31、载时的电压输出和电流输出。图2.14 双极性SPWM未滤波输出电压、电流波形图 从图中可以看出，未滤波以前逆变器的输出电压为一系列的矩形脉冲，幅值宽度按相应的正弦波规律变化，而且只有Ed、-Ed两种电平，随着正弦波的正负半周交替变化。输出电压的波形与单极性控制方式下输出波形有着明显的不同，而且从上图可以发现输出电流的波形明显不如单极性控制下的电流输出波形。2.3.2输出电压的谐波分析实验取1、 调制深度m=0.5，基波频率为50Hz,载波频率为1000Hz（N=20）；2、 调制深度m=0.5，基波频率为50Hz,载波频率为1750Hz（N=35）；3、 调制深度m=0.9，基波频率为50Hz

32、,载波频率为1750Hz（N=35）；4、 调制深度m=1，基波频率为50Hz,载波频率为1000Hz（N=20）；5、 调制深度m=1，基波频率为50Hz,载波频率为1750Hz（N=35）；四种情况进行仿真。仿真时间定位0.06s，在powergui中设置为离散仿真模式，采样时间为10-5，运行后可以得到仿真结图2.15 当M=0.5,N=20时双极性SPWM逆变器输出电压频谱图 图2.16 当M=0.5,N=35时双极性SPWM逆变器输出电压频谱图图2.17 当M=0.9,N=35时双极性SPWM逆变器输出电压频谱图图2.18 当M=1,N=20时双极性SPWM逆变器输出电压频谱图图2.

33、19 当M=1,N=35时双极性SPWM逆变器输出电压频谱图观察上面在五种不同情况下的双极性SPWM控制方式下输出电压的谐波分析，可以看到在N=20的时候，存在第18、20、22、37、39、41、43、58、62等谐波；但是当N=35的时候，只存在奇数次谐波含量。当M=0.5和M=0.9、M=1，N=35时，输出电压频谱图中值得考虑的最低次谐波都是33次谐波，但是随着载波比的增加，最低次谐波幅值也在增加；最高次谐波都是35次谐波，但是谐波幅值呈递减状态。当N=20时，值得考虑的最低次谐波是18次谐波，最高次谐波都是20次谐波。当调制深度不改变时随着载波比的增加，最高次谐波基波越来越远，同时输

34、出的电流波形也更加接近正弦波。综上所述，可以发现双极性SPWM控制策略下的逆变器输出电压谐波有着有单极性SPWM控制策略不同的特性。值得考虑的最低次谐波是N-2次谐波，最高次谐波是N次谐波。载波比的奇偶也影响着谐波的输出，当载波比为偶数的时候，输出电压中既含有奇数次谐波，也含有偶数次谐波，但是当载波比为奇数的时候，输出电压中只含有奇数次谐波。但是在线性调制情况下它的的谐波性要明显劣于单极性调制，值得考虑的最低次谐波也要大于单极性调制，这样在后期选择滤波器的时候就要选择比较大的且能消除开关次整数倍的谐波，这是双极性控着策略的缺点。2.4单极性倍频SPWM逆变器输出电压谐波分析2.4.1 MATL

35、AB/simulink建模仿真倍频SPWM控制脉冲发生方法类似于双极性SPWM的模式，所不同的是其用2个极性相反的参考正弦波与双向三角形载波交截产生功率开关驱动信号（或者极性相反的三角波与同一正弦波比较产生）。单极性倍频调制含有2个基波，一正一负。正向基波与三角波交截可以产生出两个开关信号，设这两个信号为和它的互补信号。而反相的基波与三角载波交截也可以产生2个开关信号，设这两个信号分别为和它的互补信号。输出电压的正半周是由和的与逻辑与决定的。若、为高电平的时候，V1和V4导通，则；若或其中有一个为低电平时，V2和V4或者V1和V3导通则。因为在正半周内，的高电平一直比的低电平宽，所以V2，V3

36、不会同时开通，这样输出电压中可以只包含和0两个电平。同理，在负半周输出电压由和的与逻辑决定，所以它只包含0和-两个电平。但是因为在一个载波周期内有两次状态变化，所以它的频率是开关管的一倍。图2.20 单极性倍频SPWMK控制方式波形图2.21 MATLAB/SIMULINK下双极性SPWM波形调制电路原理图选择正选调制频50Hz，三角载波频率1KHz，经过调制以后逆变桥输出的四个PWM脉冲如图图2.22 四个逆变桥输出电压波形此时无死区设置，属理想状态。此时，逆变器不带滤波器和负载时的电压输出和电流输出。图2.23 单极性倍频SPWM逆变器未滤波输出电压及电流波形图中可以看出，未滤波以前逆变器

37、的输出电压为一系列的矩形脉冲，幅值宽度按相应的正弦波规律变化，同单极性控制策略相似只有Ud、-Ud和O三种电平，随着正弦波的正负半周交替变化。输出电压波形类似于单极性控制方式，电流的输出波形明显优于双极性控制方式下的波形，更加接近于正弦波。2.4.2输出电压的谐波分析实验取1、 调制深度m=0.5，基波频率为50Hz,载波频率为1000Hz（N=20）；2、 调制深度m=0.5，基波频率为50Hz,载波频率为1750Hz（N=35）；3、 调制深度m=0.9，基波频率为50Hz,载波频率为1750Hz（N=35）4、 调制深度m=1，基波频率为50Hz,载波频率为1000Hz（N=20）；5、

38、 调制深度m=1，基波频率为50Hz,载波频率为1750Hz（N=35）；图2.24 当M=0.5,N=20时单极性倍频SPWM逆变器输出电压频谱图图2.25 当M=0.5,N=35时单极性倍频SPWM逆变器输出电压频谱图 图2.26 当M=0.9,N=35时单极性倍频 SPWM逆变器输出电压频谱图图2.27 当M=1,N=20时单极性倍频SPWM逆变器输出电压频谱图 图2.28 当M=1,N=20时单极性倍频SPWM逆变器输出电压频谱图通过上面五幅图对单极性倍频控制方式下逆变器输出电压的FFT分析，可以看到随着载波比的不断增大，最低次谐波离基波的距离也越来越远。当N=20的时候，值得考虑的最

39、低次谐波是37次谐波，最高次谐波是39次和41次谐波，其幅值是基波电压的73%；当N=35的时候最低次谐波是67次谐波，最高次谐波第69次和71次谐波，其幅值是基波电压的72%。其次在载波比不变的情况下，逐步加大调制深度。在M=0.5、M=0.9、M=1的三种情况下，N=35时，THD随着调制比的增大而减小，输出电流波形也更加趋近正弦波。N=20的时候，只存在37、39、41、43、77、79、82、83等奇数次谐波；N=35时同样只存在67、69、71、73等奇数次谐波。综上所述，通过对比不同载波比，调制比输出电压谐波分布情况，可以初步得到以下几点结论：逆变器在单极性倍频的控制方式下输出电压

40、的值得考虑的最低次谐波是2N-3，最高次谐波是N-1次和N+1次谐波；无论载波比N是偶数还是奇数，输出电压中只含有奇数次谐波；随着载波比和调制波的增加，THD逐渐减小，输出的电流波形更加趋近于正弦波。单极性倍频这种调制方式的输出谐波性能相当于两倍载波频率的单相单极性SPWM，但是开关管的频率并不加倍，因此开关管的损耗并没有增加；在相同的情况下其比单极性、双极性控制策略谐波抑制能力都养强。它仅仅作了很简单的改进但是可实现了大幅度提升性能，所以说单极性倍频控制方式是一种具有实用价值的技术。 2.5本章小结本章结合MATLAB/simulink软件，建立了三种不同载波控制方式下单相SPWM逆变电路模

41、型，具体分析单极性、双极性、单极性倍频控制策略的输出电压谐波特性。通过仿真研究可以发现在不同载波控制方式下输出电压的谐波含量和分布是略有不同的，总结来说单极性倍频的控制策略要明显优于单极性和双极性控制策略。而不同的载波比和调制比都会影响着SPWN逆变器输出电压的谐波含量和分布。随着载波比和调制比的增大，输出电压的THD值随着减小。这个研究发现可以利用到下一章谐波抑制方法中，用合适的载波比来抑制输出电压中的谐波含量。第三章 SPWM逆变器谐波抑制方法研究从上一章的研究可以发现在无论在那种载波控制方式下，单相SPWM逆变器输出电压中总是含有一定比例的谐波，并且输出电压都不是呈现出正弦波。所以本章专

42、门针对SPWM逆变器输出电压的谐波进行了抑制方法的研究。通常来说对逆变器输出电压中的谐波抑制有五种方法：改变载波比法、注入适当的谐波法、特定谐波消除法、抑制谐波的趋近采样法和低通滤波器法。本文从实际工程角度出发主要研究了改变载波比法、注入适当谐波法和低通滤波器法这三种方法，看它们是否可以有效的抑制单相SPWM逆变器的输出电压中的谐波。3.1 改变载波比法3.1.1 理论基础通过单相SPWM逆变器输出电压的谐波分析可以得到输出电压谐波一般分布在载波的整数倍周围，即载波频率的大小影响着单相SPWM逆变器输出电压谐波。所以为了消除输出电压的低次和某些奇次谐波，必须要选择合适的载波频率，即载波比。并且

43、选择的载波频率越高，单相SPWM逆变器输出电压的主要谐波也会分布在较高的频率波段，所需的滤波器的体积就越小。通常选择载波频率时总是要求载波比为整数，并能抑制 3 的整数倍次谐波。一般来说，对于特大功率的逆变器，由于大功率开关性能较差，并且多数情况工作在硬性开关状态，为了得到较高的逆变效率应选在。对于大中功率无死区的逆变器，开关器件的性能较好些，而且缓冲电路或者软开关工作方式对开关工程的改善逆变效率下降的不是很多，所以可以选取。对于中小功率无死区的逆变器，开关性能好，由于缓冲电路过软开关工作方式，开关损耗应该小一些，可以选取。特别是工作在软开关状态下的小功率UPS，可以选取，是逆变器的开关频率增

44、加到20KHz以上。这样，如不考虑减小环流或短路电流滤波器的参数更会变得很小，有时只要用很小的电容就可以很有效的过滤掉高次谐波。当开关频率增加到20KHz以上以后，又消除了逆变器的可闻噪音。若选取的载波比很大的时候，载波比选取的是奇数还是偶数影响就不是很大了，所以可以随便选择。这时可以选择同步调制也可以选择异步调制。还有一种情况就是N的数值取得较小时, 比如时, 会使输出的频率和边频谐波频率很接近, 从而产生跳动, 就会使特性显著变坏导致不能使用。但在实际情况中实现选定的载波频率时，无论采用任何电路，总会有产生一定的不可避免的误差，这样就会使SPWM的载波比既不是整数，也不是3的倍数，导致实现

45、 SPWM 的同步调制困难，输出电压电流中出现偶次谐波。防止以上情况的出现，尽可能减小载波频误差，可在 SPWM 的实现中强行使载波和正弦调波同步，使载波频率精确实现。还有不可忽视的一点就是在提高载波频率消除逆变器的低次谐波减小电机的谐波损耗的同时也会使逆变器开关损耗大幅增加。3.1.2 仿真结果因为在本文中单相SPWM逆变器采用的是双极性控制策略，通过上一节分析可知在双极性控制策略下载波比为奇数的时候不含有偶次谐波，所以载波比选为奇整数。通过查找资料可以知道中小型功率逆变器中，SPWM的载波一般选取在3000Hz左右为宜，而且THD最好小于3%。为了克服上述增加载波比的弊端，同时减小单相SP

46、WM输出电压的谐波。综合各种因素, 本文的单相SPWM逆变器选取载波频率为2850Hz, 即载波比 N=57。下面利用MATLAB来验证结果：当N=57，M=0.9时通过FFT 分析, 可以得出电压波形的THD值图3.2 当N=57未加滤波电路输出电压频谱图 为了更好观察输出电压波形，仿真中加入了滤波电路。图3.3 当N=57时逆变器输出电压在做仿真的时候可以发现在载波频率为8000HZ是THD值更小，但是随着载波比的增加，开关损耗也会增加。所以综合考虑还是选择载波比为57更加合适。当N=63的时候，经过FFT分析可以发现输出电压的谐波明显增加，所以这更加证明了不同的载波比会对系统的输出电压波

47、形质量产生很大的影响, 而对于中小逆变器选取合适的载波频率对消除输出电压的谐波含量有非常大的作用。图3.4 当N=63时逆变器输出电压3.2 注入适当的谐波法3.2.1 理论基础注入适当的载波法是在SPWM的正弦调制波中叠加一定比例的3倍次谐波，这样做的益处在于不仅可以提高了直流电源电压利用率，同时又可以使逆变器具有良好的谐波抑制特性。一般当逆变器应用于交流电机驱动时，常通过谐波注入法来实现提高电压利用率和让逆变器具有良好的谐波抑制特性。在SPWM正弦调制波中中注入一定的3倍次谐波后，其调制函数可表示为 （3-1）上式中，M 为调制系数；k30，1为注入的3次谐波的系数；MAX 为函数的最大值

48、。当上式中的k3在不同的值得时候，调制函数中注入的3次谐波含量也是不一样的。所以若改变k3就可以改变调制函数与横轴之间包围的面积，这样就可以使逆变器输出电压的幅值随着k3的幅值而改变的。当逆变器应用在交流电机驱动的时候，3的整数倍次谐波可以自行抑制，这样的话注入3次谐波分量的SPWM正弦调制波不但不会增加逆变器的输出电压谐波含量，而且还会在一定程度上让逆变器输出电压谐波的含量有所递减。因此,要提高电压利用率,使逆变器的输出电压达到一定的要求,只需要为k3选取一合理的值即可。图3.1 注入三次谐波后的调制波波形图3.2.2 仿真结果因为本次论文做的是单相SPWM逆变器的谐波抑制，所以采用的是单相

49、电动机，具体参数：功率186.5VA，额定电压110V，极对数2，空载运行。逆变器采用双极性调制策略，载波为共用的等腰三角波，载波频率为1000Hz，调制波为单相正弦波，基波频率为50Hz，调制度为0.9。图3.5 MATLAB/simulink下注入谐波后的双极性SPWM控制方式调制电路图在公式中k3分别选0、0.1、0.2、0.5和0.8五种情况。下面几幅图分别是注入谐波后的调制波波形图和逆变器输出的线电压。 图3.5 未注入谐波时即k3=0的正弦调制波图3.6 当k3=0时线电压的频谱图3.7 k3=0.1的正弦调制波图3.8 当k3=0.1时线电压的频谱图3.9 k3=0.2的正弦调制

50、波图3.10 当k3=0.2时线电压的频谱图3.11 k3=0.3的正弦调制波图3.12 当k3=0.3时线电压的频谱图3.13 k3=0.5的正弦调制波图3.14 当k3=0.5时线电压的频谱图3.15 k3=0.8的正弦调制波 图3.16 当k3=0.8时线电压的频谱上面在不同k3情况下逆变器输出电压的THD，可以发现在为0.1、0.2和0.5的时候逆变器输出线电压THD都要比没有注入谐波时THD=122.36%要小，但是在k3等于0.3和0.8的时候逆变器输出线电压的THD要比未注入谐波时大，尤其是在k3等于0.8的时候输出线电压THD高达134.60%。这就说明三次谐波分量的注入并不是

51、越多越好，更加不能随便一个数值，而是要根据具体的电路结构和载波频率来选择为一个比较合适的值。所以在某种意义上，可以认为注入3次谐波分量的SPWM逆变器输出电压中的谐波含量有所减小，从而在一定程度上改善了逆变器的输出电压特性。从上面的仿真结果来看本文比较理想k3的值为0.2。此方法一般使用在三相逆变器带动异步电动机中，而且当运用在三相电路中的效果要比运用到单相逆变器电路中效果更好，可以更好的滤除3的倍数次谐波。而利用在单相逆变电路中会有很多的局限性，在仿真中可以发现当载波大于3000Hz的时候抑制谐波和滤除3的倍数次谐波的效果不是很理想，但是此方运用在单相逆变器中不仅仅可以抑制交流电动机的谐波还

52、可以抑制电阻性负载的谐波这一点就有别于三相SPWM逆变器。由于本次论文主要研究单相SPWM逆变器所以未对三相SPWM逆变器作深入研究。3.3 低通滤波器法该法是通过在 SPWM 逆变器输出侧与电动机输入侧之间加装低通滤波器来抑制逆变电路输出的高次谐波。通过分析谐波频谱可知，有用的基波分量大都在50Hz 左右，主要次谐波在载波比及其整数倍为中心附近，并且其频率比基波频率高很多。由于有这种规律，可采用低通滤波器达到消除高次谐波目的。本次论文因为时间关系就只针对单极性倍控制方式的逆变器设计一个滤波器。首先根据消谐控制的特点，简单的二阶L-C低通滤波器就能满足要求理想的二阶低通滤波电路图如下图所示图3

53、. 滤波电路它的传递函数应为 (3-2)其中公式中的和 分别为滤波器的输入电压和输出电压；为复频率；为阻尼系数；固有角频率.为了实现滤波器输出电压能接近正弦波同时又不会造成谐振，就要令LC滤波器的截止频率必须要远远小于SPWM电压中含有的最低次谐波的频率同时还要满足远远大于调制波频率。通过查阅资料，一般都推荐PWM逆变器中的LC截止频率的选择最好要满足以下的条件 （3-3） 上式中：为调制波频率；为载波频率；为最低次谐波频率3.3.1 巴特沃思型滤波器参数设计LC滤波器的谐振频率是由L和C的乘积所决定的。一般选择滤波器的类型要根据滤波器衰减特性从而选择滤波器的参数。诸如:巴特沃思型滤波器或切比

54、雪夫型滤波器、贝塞尔型滤波器等。因为巴特沃思型滤波器是所有滤波器中具有最大平坦响应的,并且实际测试特性与仿真的结果较为接近,因此本次论文将推荐采用巴特沃斯型二阶低通滤波器来滤除单极性倍频中的高次谐波。巴特沃思型滤波器的衰减量计算公式由巴特沃思函数所确定: （3-4）上式中：为滤波器的截止频率；为滤波器的阶数；为频率变量。通过上式可以知道，巴特沃斯型低通滤波器的的截止频率刚好位于-3dB衰减点上。归一化巴特沃思型滤波器参数计算按照下式进行: 或 （3-5）上式中：为滤波器的阶数，它是电容和电感元件个数的和，列如当=2时，就表示电路中含有一个电容和一个电感，即k=1；是用弧度来表示的。所以根据上式可以得到归一化的。在这里所提到的归一化就是指把需要设计的滤波器性能指标到角频率为1rad/s，也就