多路输出单端反是激式开关 电源设计

1、多路输出单端反激式开关电源设计作者：杨立杰摘 要：本文在阐述了基于topswitch系列芯片设计的单片反激式开关电源原理的基础上，详细介绍了一种用于智能仪表的小功率多输出ac/dc开关电源的设计方法。引言随着现代科技的高速发展，功率器件的不断更新，pwm 技术的发展日趋完善，开关电源正朝着短、小、轻、薄的方向发展。本文介绍了一种基于topswith系列芯片设计的小功率多路输出ac/dc开关电源的原理及设计方法。设计要求本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 w。为了减少pcb的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个pcb上。考虑l0w的功

2、率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片tl431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：输出最大功率：10w输入交流电压：85265v输出直流电压/电流：+5v，500ma；+12v，150ma；+24v，100ma纹波电压： 120mv单端反激式开关电源的控制原理所谓单端是指topswitch-ii系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端漏极d。反激式

3、则指当功率mosfet导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当mosfet关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100khz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制topswitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。topswitch-ii系列芯片选型及介绍topswitch-系列芯片的漏极(d)与内部功率开关器件mosfet 相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(c)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的

4、输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(s)与高压功率回路的mosfet 的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极mosfet的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 v，极限电压为9 v，控制端最大允许电流为100 ma。在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极此时控制电压vc进入滞后调节模式，vc端波形也变成幅度为4.7v5.7v 的锯齿波若要重新启动电路，需断电后再

5、接通电路开关，或者将vc降至3.3 v 以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使mosfet恢复正常工作采用topswitch-ii系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10w，故选择top222g。电路设计本开关电源的原理图如图1所示。主电路设计电源主电路为反激式，c1、l1、c2接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，c5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为

6、“y电容”。c1跟c5都称作安全电容，但c1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为“x电容”。为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1ma为275v的压敏电阻vsr。鉴于在功率mosfet关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压ul，另外，在原边上会产生感应反向电动势uor，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压uimax=380v，ul165v，uor=135v，则uor+ul+uor680v。这就要求功率mosfet至少能承受700v的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护top222g中的功率mosfet。本电

7、源的钳位电路由d2、d3组成。其中d2为瞬态电压抑制器(tvs)p6ke200，d3为超快恢复二极管uf4005。当mosfet导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得d3截止，钳位电路不起作用。在mosfet截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时d1导通，电压被限制在200v左右。输出环节设计以+5v输出环节为例，次级线圈上的高频电压经过uf5401型100v/3a的超快恢复二极管d7，由于+5v输出功率相对较大，于是增加了后级lc滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感l2选用被称作“磁珠”的3.3mh穿心电感，可滤除d7在反向恢复过程中产生的开关噪声。对于其他两路输出，只需在输出端分

8、别加上滤波电容。其中r3、r4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。反馈环节设计反馈回路主要由pc817和tl431及若干电容、电阻构成。其中u2为tl431，它为可调试精密并联稳压器，利用电阻r5、r6分压获得基准电压值。通过调节r5、r6的值可以调节输出电压的稳压值。c8为tl431的频率补偿电容，可以提高tl431的瞬态频率响应。c7为软启动电容，取c7=22mf时可增加4ms的软启动时间，在加上top222g本身已有的10ms软启动时间，则总共为14ms。u3为pc817型线性光耦合器，其电流传输比(ctr)范围为80%160%，能够较好地满足反馈回路的设计要求，而

9、目前国内常用的4n25、4n26属于非线性光耦合器，不宜采用。反馈绕组上产生的电压经d4、c9整流滤波，获得非隔离式+12v输出，为pc817接收管的集电极供电。由于反馈绕组输出电流较小，次级采用d4硅高速开关管1n4148。光耦pc817能将+5v输出与电网隔离，其发射极电流送至top222g的控制端，用来调节占空比。c3为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当c3=47mf时，自动重启频率为1.2hz，即每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作。r2为pc817中led的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外，他

10、对控制回路的增益也具有重要影响。当r2改变时，会依次影响到下列参数值：ificduo，也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压uo发生波动且变化量为芔o时，通过取样电阻r5、r6分压后，就使tl431的输出电压uk也产生相应的变化，进而使pc817中led的工作电流if改变，最后通过控制端电流ic的变化量来调节占空比d，使uo产生相反的变化，从而抵消芔o的波动。上述稳压过程可归纳为：uoukificduo最终使uo不变。其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源

11、性能。磁芯及骨架的确定由于本文选用漆包线绕制，而且ee型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强，故选择ee22，其磁芯长度a=22mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积sj=0.41cm2，有效磁路长度l=3.96cm，磁芯等效电感al=2.4mh/匝2，骨架宽度b=8.43mm。确定最大占空比dmax根据公式：其中，uor=135v，直流输入最小电压值uimin=90v，mosfet的漏-源导通电压uds(on)=10v，代入上式得：dmax=64.3%，接近典型值67%。dmax随着输入电压的升高而减小。计算初级线圈中的电流输入电流的平均值iavg为 初级峰值电流ip为：其中，

12、krp为初级纹波电流ir与初级峰值电流ip的比值，当电压为宽范围输入时，可取0.9。将dmax=64.3%代入得，ip=0.518a。确定初级绕组电感lp其中，损耗分配系数z=0.5，ip=0.518a，krp=0.4，po=10w，代入得：lp1265mh。确定绕组绕制方法并计算各绕组的匝数初级绕组的匝数np可以通过下式计算：其中，磁芯截面积sj=0.41cm2，磁芯最大磁通密度bm=60，ip=0.518a，lp1265mh，代入可得np=26.6，实取30匝。次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5v绕组给12v绕组提供部分匝数，而24v绕组中则包含了5v

13、、12v的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当5v输出满载而12v和24v输出轻载时，由于5v绕组兼作12v、24v绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12v、24v输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。这里将5v绕组作为次级的始端。对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数n0可以由下式确定：其单位是匝/v。将ns取5匝，uo1=5v，uf1=0.4v(肖特基整流管导通压降)代入上式得到n0=0.92

14、5匝/v。对于24v输出，已知uo2=24v，uf2=0.4v，则该路输出绕组匝数为ns2=0.925匝/v(24v+0.4v)=22.57匝，实取22匝。对于12v输出，已知uo3=12v，uf2=0.4v，则该路输出绕组匝数为ns2=0.925匝/v(12v+0.4v)=11.47匝，实取11匝。对于反馈绕组，已知uf=12v，uf3=0.7v(硅快速恢复整流二极管导通压降)，则该路输出绕组匝数为ns2=0.925匝/v(12v+0.4v)=11.47匝，实取11匝。确定初/次级导线的内径首先根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距m，利用下式计算有效骨架宽度be(单位是mm)：be=d(b-

15、2m) (7)将d=2，b=8.43mm，m=0代入上式可得be=16.86mm。利用下式计算初级导线的外径(带绝缘层)dpm：dpm=be/np (8)将be=16.86mm，np=78匝代入得dpm=0.31mm，扣除漆皮厚度，裸导线内径dpm=0.26mm。与直径0.26mm接近的公制线规为0.28mm，比0.26mm略粗完全可以满足要求，而0.25mm的公制线规稍细，不宜选用。而次级绕组选用与初级相同的导线，根据电流的大小，采用多股并绕的方法绕制。试验数据该开关电源的输入特性数据见表，在u=85245v的宽范围内变化时，主路输出uo1=5v(负载为65w)的电压调整率sv=0.2%，输出纹波电压最大值