单端有源箝位DCDC变换器.

1、单端有源箝位DC/DC变换器单端有源箝位DC/DC变换器类别：电源技术作者：西安无线电二厂高季茹（西安710016）来源：电源技术应用摘要：单端正激式及反激式变换器的性能，因采用了有源箝位/恢复技术而大大增强。其优点是效率高，对外干扰及器件应力小。本文介绍了两种有 源箝位电路拓 扑，对电路工作状态进行了分析，对磁化电流和负载电流之间的矢系进行了推导。最后，对这 种有源箝位的DC/DC变换器的优点，作了归纳。矢键词：功率变换开矢电源ZVS1引言在开矢电源里，可把直流电压从一个电平变换到另一个电平。诸如buck电路， boost电路以及buck boost电路。但是，当要求把相当高的直流 电压变换

2、到相当低的直流 电压时，常规变换技术的效率较低，特别是当变换器的工作频率在1MHz以上时，开矢损耗变 得特别大。图1电路就是常规的buck （正激式）变换器。该变换器在正常工作期间，开矢管 S1导通，把输入电压和输出电压之差加在电感L1上，使电感L1中的电流增加，并对输入电容CS充电；该电流又送至负载RL上。当开矢S1矢断时，电感 L1极性反向使二极管D1导通，然后，电流流经D1和L1，其幅度是逐渐下降的，直到S1再 导通为止，又开始下一个工作周期。图2为常规的buck boost变换器，它用变压器T把输入及输出电压 隔离开来。该 变换器可使输出电压的幅值大于或小于其输入电压的幅值。此电路的缺

3、点是开矢管电流和二极 管电流均比基本的buck或boost变换器的电流大。本文所介绍的具有有源箝位的DC/DC功率变换器，可以在1MHz以上的开矢频率 下，以零电压谐振变换来工作。电路中，只需要一个磁芯兼作电感和变压器。通过改变匝比， 以获得所需要的电压。对其输出特性的控制和普通的变换器拓扑一样。用零电压谐振变换和变 压器隔离技术，对磁芯无特殊要求。该电路控制部分采用脉宽调制技术（PWM,工作频率高， 效率也高，且输入输出隔离。2电路结构说明图3为本文重点介绍的具有有源箝位的DC/DC变换器电路。电路中采用了三只开 矢管S1、S2及S3,变压器T,变压器初级侧和次级侧的滤波电容分别为Ci和Cs

4、o为分析方 便，假定电容足够大，电容电压在整个开矢周期内为恒定值；变压器初次级绕组的耦合系数为 1 ；开矢管是理想的，即无功耗，并且能通过正反任一方向的电流。此外，在分析中，只考虑单 输出形式，要输出几种电压，可以增加次级绕组。通常是用普通的定时电路(未画出)来控制三个开矢管的工作。其控 制波形如图4所 示。在工作时，有源箝位开矢S1和同步开尖S3由同一信号ug来驱动(同时导通，同时截止), 如图4 (a)波形所示。S2则用相反的信号来驱动。这样，当S1及S3导通时，S2截止，反 之亦然。因为假定S1、S2、S3均为理想开矢管，即开通与矢断是瞬时完成的。实际上，开矢 时间在30n S120 n

5、s之间，一般采用先矢断后开通的波形来驱动。3电路工作状态分析图5和图6所示为图3电路的两种工作状态。假定开始时该电路已处于稳态运 行，如图5所示，S2导通，变压器初级绕组中的电流增加，给电容CP充电，而输出电流Io 完全由电容CS支持着。在图6所示的状态中，S1及S3导通。这就使贮存在电容CP和电感 LP中的能量，从变压器初级侧传递到次级侧负载。S2的工作周期为T,占空比为D,导通间隔为工作周期的一部分，即DT。而S1及 S3的导通时间间隔为TDT=T( 1 - D) 在周期T内，初级绕组两端电压的平均值为零， 即(Ui -nUo)DT-nUo(1-D)T=0(1)UiD=nUo(2)D=nU

6、o/Ui(3)式中，n是变压器的匝比。式(1)示于图4 (b)。同样Cs中的平均 电流也为零。当 S2导通时，Cs供给负载电流Io。当S1及S3导通时，Cs充电，以补偿S2导通时Cs输出 的能量。在理想情况下，可以认为Cs中的电流ICS基本上是矩形，如图4 (C)所示。当S2 导通时，Cs输入电流ICS和输出端电流Io是幅值相等相位相反的，即ICS=-lo (4)在S1和S3导通期间，Cs的输入电流ICS等于次级绕组中的电流Is和输出电流 Io之差，即ICS=ls-lo(5)因为电容CS上的平均电流为零，则有-Dlo + (1-D)(IS -lo)=0 (6)次级绕组中的电流Is可表示为Is=

7、lo/(1- D) (7)在S1及S3导通期间ICS=lo/(1 -D)-lo (8)=10 D/(1 D) (9)将式(3)代入式(9)得ICS=lo nUo/( Ui nUO (10)Cs中的输入电流ICS示于图4 (C)，输出电流Io示于图4(d), Is示于图4( e)。 依据线性叠加，变压器初级绕组中的电流由三部分组成：第一部分是磁化电流ILpm,系S2导通时Ui在初级绕组两端所加的电压引起的，它与输出电流无矢；第二部分电流 是在S1和S3导通期间，次级绕组的电流感应到初级绕组中的电流，用ILP1 3表示；第 三部分电流是在S2导通期间，由输入电流ILP2所产生的。磁化电流由加在初级

8、绕组上的电压、绕组电感、开矢周期T及占空比D决定。当S2导通时iLPm(t)=ILPm(tO)+(Ui /Lp)t(11)在S2导通期间，峰一峰磁化电流：(ILPm)p-p=(Ui-nU0 /Lp)DT (12)在S1及S3导通期间的峰一峰电流可用同样的方法求出(ILPm)p-p=(nUO / Lp)(1 D)T (13)在稳态条件下，式(12)与式(13)相等。在S1和S3导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ILP1 3,可借用变压器的匝比矢系，把式(7)反射到初级侧即得ILP1-3=(ls/n)=lo/n(1-D) (14)在S2导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ILP2可这样来考虑：在

9、S2导通期间，必定有输入电流流通，以支持输出电流，因为输出能量等于输入能量(理想变压器)，又因为瞬时功率等于电压和电流之积，由式(3)可得(Io / nli)=1 / D(15)整理后得li=loD/n(16)在S2导通期间，平均负载电流在初级侧产生的电流等于输入电流liILP2D=li=loD/n(17)或 ILP2=lo /n (18)初级绕组磁化电流ILPm的波形为三角形，如图4 (f)所示。由式(14)及(18)所示的负载电流波形分别示于图4 (g)和图4 (h)，而合成的初级电流波形示于图4(i)。由于初级绕组电感量较大，在整个开矢周期内，即使S2矢断， ILP2基本上仍保持为恒定值

10、。如果没有输出电流，磁化电流的平均值为零。因此，当变压器空载 时，初级电流为 正负峰峰等幅的波形。而获得零电压谐振开矢,该磁化电流的峰-峰幅值，必须大于两倍负载 电流在初级绕组中所产生的电流。这种串联功率变换拓扑的特点在于：在正激变换电路中，只用了一只磁性元件，该 磁性元件起两个作用：一是作为电路中的电感器,二是作为隔离变压器。另外一种类似电路如 图7所示。这种电路结构和工作情况，基本上和图3 一样，Cp只有当S1导通时，才能并接到初级绕组。图7电路所产生的波形示于图8。其工作状态分别示于图9和图 10。在图9中S2导通，使初级绕组中的电流增加，而输出电流完全由电容CS来提供。在图 10中S1

11、和S3导通，CP上的电压Ucp (是在S1及S3断开时，Cp连续充放电所形成 的)，加在变压器初级绕组上。稳态时，初级电感上的电压在一个开矢周期内平均值为零UiDT+( n Uo)(1 -D)T=0(19)nUo(D-1)+UiD=0 (20)nUo/Ui=D/1 D (21)其波形示于图8 (b) o从式(9)和(21)，可得lcs=lo (nllo / Ui)(22)les波形示于图8 (C)。输出电流Io波形示于图8 (d)，而次级电流Is波形示于图 8(e)。在S2导通期间，磁化电流iLPm(t)=ILPm(tO)+Ui/Lp 23)磁化电流的峰-峰值：(ILPm)p-p=(Ui/Lp

12、)DT (24)同样，在S1和S3导通期间，磁化电流的峰一峰幅值为：(ILPm)p-p=nllo / Lp(1 -D)T (25)式(25)的波形示于图8(f)。式(7)所表示的电流反射到变压器初级侧，就导出式(14)。在S2导通期间，由负载电流在初级侧所产生的电流，可由式(21 )导lo/nli=1-D/D ( 27)整理后可得li=loD/n(1D)(28)在整个开矢周期内，S2导通期间由负载电流在初级侧所产生的电流等于输 入电流liILP2D=li=loD / n(1-D)或 ILP2=lo / n(1-(29)D)30)式(30)的波形示于图8(g)。初级绕组磁化电流 电流波形如图8(

13、h)所示。当输出电流为零时，化电流，其平均 值为零。图ILPm为三角波形，如图8 (f)所示。合成的 初级就和正激变换器的情况一样，初级绕组 中只有磁7电路和图3电路不同点是：图3电路在S2矢断期间，初级绕组中无磁化电流，而在图7电路 中，即使在S2矢断期间，CP仍会提供一定的磁化电流。4结语图3电路由于采用开矢管S1作为有源箝位/恢复器件，使该电路具有如下优点：为使变压器恢复，不需要附加恢复绕组，或附加有损耗的箝位器 件。2) 占空比比较高，允许输入电压范围宽，或采用较高的匝比。3) 由于匝比较高，初级上的电流应力和次级侧上的电压应力可大大减轻。4) 存贮在寄生元件中的能量被传输到谐振槽路元件上，并循环进行，结果使电 路效率提高，噪声下降。(5) 由