第4章 正弦波振荡器电路

1、第4章 正弦波振荡器电路 n4.1 反馈型正弦波振荡器的基本原理反馈型正弦波振荡器的基本原理 n4.1.1 反馈型正弦波振荡器的组成 n4.1.2 自激振荡的平衡条件 n4.1.3 自激振荡的起振条件 n4.1.4 振荡器的稳定条件 n4.2 LC 振荡器电路振荡器电路 n4.2.1 三点式振荡器电路的基本结构 n4.2.2 改进的电容三点式振荡器电路 n4.2.3 几种三点式振荡器电路的比较 n4.3 石英晶体振荡器电路 n4.3.1 石英晶体谐振器 n4.3.2 石英晶体振荡器基本电路结构 n4.3.3 普通晶体振荡器 n4.3.4 温度补偿晶体振荡器 n4.3.5 恒温晶体振荡器 n4.

2、4 压控振荡器(VCO)电路 n4.4.1 压控振荡器的主要技术指标 n4.4.2 变容二极管压控振荡器 n4.4.3 射极耦合多谐振荡器构成的VCO n4.4.4 环形振荡器结构的VCO n4.5 振荡器频率和振幅的稳定振荡器频率和振幅的稳定 n4.5.1 振荡器频率的稳定 n4.5.2 振荡器振幅的稳定 n4.6 寄生振荡寄生振荡 n4.6.1 寄生振荡的表现形式 n4.6.2 寄生振荡的产生原因及其防止或消除方法 n4.7 振荡器电路实例振荡器电路实例 n4.7.1 10.0060.00MHz晶体振荡器 n4.7.2 10.0056.00MHz VCXO n4.7.3 50122.88M

3、Hz VCXO n4.7.4 225MHz LC振荡器和VCO n4.7.5 101050MHz LC振荡器和VCO n4.7.6 1016MHz时钟信号发生器 n思考题与习题思考题与习题 n在超外差式接收机中，振荡器作为混频器的本振源， 产生一个“本机振荡”信号，送入混频器，将高频信 号变成中频信号。在发射机中，则是将原始信息调制 在振荡器所产生的载波上，经过功率放大后发射出去 的。 n振荡器按其构成原理，可以分为“反馈式振荡器”和 “负阻式振荡器”两大类。根据振荡器所产生的波形， 又可以把振荡器分为正弦波振荡器与非正弦波振荡器。 n从能量转换的观点来看，振荡器是一种可以在没有外 加信号作用

4、下，自动将直流电源的能量变换为特定频 率和幅度的交变振荡能量的装置。 4.1.1反馈型正弦波振荡器的组成 n一个调谐放大器电路如图4.1a所示，输入信号ui经T1 耦合，加到晶体管基极和发射极之间，以ube表示，在 谐振回路两端得到已经放大的信号uce，再经过T2互感 耦合，从线圈次级得到输出信号uo。 n如果把uo送回到输入端，使uo的相位和大小同原来的 输入信号ui相同，就可以构成一个互感反馈自激振荡 器电路，如图4.1b所示。对应图4.1a中的输出端，uo 可以直接送回到晶体管的基极发射极之间，只用一个 互感变压器T就可以了。交流等效电路如图4.1c所示。 图4.1 一个互感反馈自激振荡

5、器电路及交流等效电路 4.1.2 自激振荡的平衡条件 n要产生自激振荡，必须具备两个平衡条件。 n(1)相位平衡条件 n相位平衡条件要求电路的反馈必须是正反馈，即反馈 到输入端的反馈电压(电流)必须与输入电压(电流)同相。 在图4.1中，在谐振频率点，回路呈纯阻，放大器倒相 180，即ube经放大器放大后的相移k=180()， 按照图中所标明的T的同名端，经互感耦合送回到输入 端的信号相移F180()，因此总的相移为 360(2)，这就保证了反馈信号与输入信号的相位一 致，形成正反馈。对于其他频率，回路失谐，会产生 相移，使得总相移不是360(2)，就不能形成正反馈。 因此，产生振荡的相位平衡

6、条件是 nkFn360(4.1.1) n其中，为总相移；n为整数(包括0)。 n(2)幅度平衡条件 n幅度平衡条件要求电路反馈的信号必须足够大，如果 从输出端送回到输入端的信号太弱，就不会产生振荡 了。在图4.1的电路中，可以通过调整变压器的互感M、 电感L的数值以及放大倍数来实现这一要求。一般情况 下，放大器的放大倍数K1，反馈电路的反馈系数F 1。为了使反馈信号足够大，放大器的增益必须补足反 馈系数的衰减。例如，假定输入信号幅度为10mV，K 100，则输出信号幅度为1V。为使送回到输入端的 电压仍可达到10mV，必须使F1/100。 n因此，产生振荡的幅度平衡条件为 nKF1 (4.1.

7、2) 4.1.3 自激振荡的起振条件 n振荡器电路接通电源后，各种电的扰动(如晶体管电流的突然增长、 电路的热噪声等)是振荡器电路起振的初始激励。突变的电流包含 着许多谐波成分，扰动噪声也包含各种频率分量，它们通过LC谐 振回路，在它两端产生电压，由于谐振回路的选频作用，只有接 近于LC回路谐振频率的电压分量才能被选出来，虽然电压的幅度 很微小，不过由于电路中正反馈的存在，经过反馈和放大的循环 过程，幅度逐渐增长，从而产生振荡。例如K100，F1/100， 假定电源接通时，振荡激励电压ube1V，经放大后可得到uce 100V，反馈后的ube就是10V，再放大就得到uce1mV 如此循环，振荡

8、电压就会增长起来。 n振荡幅度不会无止境地增长下去。随着振荡幅度的增长，晶体管 将要出现饱和、截止现象，也就是幅度ube加到一定程度后，ic的 波形会出现切顶现象，虽然ic不是正弦波，但是由于谐振回路的 选频性，会选出它的基频分量，uce仍是正弦波形状。这时uce的 幅度基本上不再增长，振荡建立过程结束，波形会稳定下来。 n必须指出，在振荡建立过程中，起振条件是指为产生 自激振荡所需的K、F乘积的最小值。即 nKF1 (4.1.4) n显然，必须满足这一条件，才有可能使振荡电压逐渐 增长，建立振荡。一般情况下，放大器具有非线性特 性，反馈电路是线性电路。在振荡建立过程中，随着 幅度的增长，放大

9、器由甲类工作情况进入乙类(甚至丙 类)工作情况。晶体管非线性作用使uce的幅度不能增 长，K值逐渐下降，最后平衡，稳定在KF1点。 4.1.4 振荡器的稳定条件 n自然界中处于平衡状态的物体都有稳定平衡和不稳定 平衡之分。如图4.2所示，将一个小球置于凸面上的平 衡位置A，而将另一个小球置于凹面上的平衡位置B。 显然，图4.2b中的小球是处于不稳定的平衡状态，因 为在这种情况下，稍有“风吹草动”，小球将离开原 来的位置而落下。而图4.2a中的小球则处于稳定的平 衡状态，尽管有外力扰动，但由于重力作用，它仍然 会自动地回到原来的位置。 图4.2 稳定平衡状态和不稳定平衡状态的示意图 n振荡器的平

10、衡条件只说明：在KF1和kF n360时，能够维持等幅振荡。但它没有说明这个平 衡条件是否稳定。实际上，不稳定的因素总是存在的， 如电源的波动、温度的变化和机械振动等。它们会使电 路的参数发生变化，从而破坏了原来的平衡条件，改变 振荡幅度和频率。如果上述不稳定因素去掉后，振荡器 能回到原来的平衡状态，则平衡状态是稳定的，否则就 是不稳定的。 n所谓振荡器的稳定平衡，就是说在某种因素的作用下， 使振荡器的平衡条件遭到破坏时，它能在原平衡点附近 重建新的平衡状态，一旦不稳定因素消除后，它能自动 地恢复到原来的平衡状态。 n振荡器的稳定条件包含振幅稳定条件和相位稳定条件。 n1振幅稳定条件 n在图4

11、.3中，横坐标是振荡电压uce或ube，纵坐标分别为 放大倍数K与反馈系数的倒数1/F。 n如图4.3a所示，起始时K值较大，随着ube的增长，K值逐 渐下降，1/F值是一条水平线，不随ube改变而变化。当 ube较小时，K1/F，随着ube的增长，K减小，在A点， K=1/F，即KF=1，所以A点是平衡点。但是A点是不是稳 定的平衡点呢？这时要看此点附近振幅发生变化时，是否 能恢复原状。 n假定由于某种原因，使ube略有增长，这时K1/F，出现 KF1的情况，于是振幅就自动衰减，回到A点。反之， 若ube稍有减少，则K1/F，出现KF1的情况，于是振 幅就自动增强，而又回到A点，所以A点是稳

12、定的平衡点。 n而在图4.3b中，K=f(ube)的变化曲线不是单调下降，而 是出现A和B两个平衡点，根据K曲线斜率是否为负，可 以判定A点是稳定的平衡点，B点是不稳定的平衡点。 n在B点，当振荡幅度由于某种原因大于uB时，则K(1/F)， 出现KF1的情况。这时增幅不但不减小，反而继续增长 起来。反之，当稍低于uB时，将出现KF1，因此振幅 将继续衰减下去，直到停振为止。所以B点是不稳定的平 衡点。由于在uBube的区间，振荡始终是衰减的，因 此，这种振荡器不能自行起振，只有当在起振时，外加 一个大于uB的冲击信号，使其冲过B点，才有可能激起稳 定于A点的平衡状态。像这样要预先加上一个一定幅

13、度的 外加信号才能起振的现象，称为硬激励。而图4.3a则是 软激励情况。一般情况下都是使振荡电路工作于软激励 状态，硬激励状态通常应当是避免的。 图4.3 K曲线与1/F曲线 n2相位稳定条件 n在讨论相位稳定条件前，应明确两点： n1)正弦波振荡的角频率是相位随时间的变化率，即 =d/dt，所以当振荡器的相位发生变化时，必然会 引起频率也发生变化。在相同的时间内，相位超前了， 则意味着频率必然上升；相位滞后了，则意味着频率 必然下降。因此振荡器的相位稳定条件也就是振荡器 的频率稳定条件。 n2)一个正弦波振荡器的频率OSC值是根据其相位平衡 条件求出的，也就是说，在频率OSC处，经过一个循

14、环，反馈振荡器的反馈信号与输入信号相位差为2(或 者为2n，n=0,1,2，)。 n相位稳定条件就是研究由于电路中的扰动暂时破坏了相 位平衡条件，使振荡频率发生变化，而当扰动离去后， 振荡能否自动稳定在原有频率上。 n假设由于某种干扰引入了相位增量，此经过一个循 环，在环绕电路正反馈一周后，反馈信号的相位超前了 原有信号相位。相位超前就意味着周期缩短。如果振 荡信号不断地放大、反馈、再放大，如此循环下去，反 馈到振荡器输入信号的相位将一次比一次超前，周期不 断地缩短，相当于每秒钟内循环的次数在增加，也即振 荡频率不断地升高。反之，若是一减量，那么循环一 周的相位滞后，则频率会降低。 n由于在振

15、荡器中包含有LC谐振回路，由于谐振回路的相 位稳定作用，使振荡器的频率并不会因为的出现而不 断的升高或降低。 图4.4 谐振回路的相位稳定作用 4.2 LC振荡器电路 4.2.1 三点式振荡器电路的基本结构 n采用LC谐振回路作为选频和移相电路的振荡器，称为 LC振荡器。所谓三点式振荡器，是指从LC谐振回路引 出三个端点，与晶体管的三个电极分别连接而组成的 一种振荡器。三点式振荡电路的一般结构形式如图4.5 所示。 n在图4.5a中，振荡回路由三个阻抗ZBE、ZCE、ZCB组成， 并分别与晶体管B、E、C相连接，I为回路电流。为了 简化起见，假定ZBE 、 ZCE 、 ZCB都是纯电抗，即ZB

16、E jX2， ZCE jX1， ZCB jX3，如图4.5b所示。 图4.5 三点式振荡器一般结构形式 n根据振荡器相位平衡条件T(fOSC)A(fOSC)F(fOSC) 以及A(fOSC)，有F(fOSC)。由式(4.2.2)可见， X1与X2应为同性电抗，X3为异性电抗。 n可以确定LC三点式振荡器电路的构成原则：为满足相 位平衡条件，与晶体管发射极相连的电抗(X1与X2)应 为同性电抗，在基极与集电极间连接(即不与晶体管发 射极相连)的电抗(X3)应为异性电抗。 n如果与发射极相连的电抗元件为电容，则称为电容三 点式振荡器，也称为考毕兹(Colbitts)振荡器。如果与 发射极相连的电抗

17、元件为电感，则称为电感三点式振 荡器，也称为哈特莱(Hartley)振荡器。 n共射和共基两种形式的电容三点式振荡器电路如图 4.6a和图4.6b所示。 图4.6 电容三点式振荡器电路 n共射和共基两种形式的电感三点式振荡器电路如图 4.7a、图4.7b所示。图中RB1、RB2、RE均为分压式偏 置电阻，CB、CC和CE为旁路和隔直耦合电容，RL为负 载电阻，C、L1、L2为LC谐振回路，LC为高频扼流圈， 构成集电极直流通路，对高频信号可视为开路。它们 的交流通路如图4.7c所示，反馈电压取自C和L2组成的 分压器，L1和L2之间存在互感M，总电感LL1L2十 2M。 图4.7 电感三点式振

18、荡器电路 4.2.2 改进的电容三点式振荡器电路 n1晶体管输入电容和输出电容的影响 nLC振荡器的振荡频率不仅与谐振回路LC元件的数值有关，而且还与 晶体管的输入电容CI以及输出电容Co有关。当工作环境改变或管子 更换时，振荡频率及其稳定性就要受到影响。包含Ci及Co的电容三 点式振荡器的等效电路如图4.8所示。 n例如，对于电容三点式振荡器电路，晶体管的电容Co、Ci分别与回 路电容C1、C2并联，图4.8振荡器电路的振荡频率可以近似写成式 i(4.2.6) n从式(4.2.6)可见，为减少Co、Ci的影响，提高频率稳定度，可以加大 回路电容C1与C2的电容量，以减弱由于Ci、Co的变化对

19、振荡频率的 影响。但这只适用于频率不太高、C1和C2较大时。当振荡器频率较 高时，为保持振荡频率不变，增大C1和C2数值，必然减小L的值。而 电感线圈实际制作时，若电感量过小，线圈的品质因数就不易保证， 就会导致回路的Q值下降，振荡幅度下降，甚至会使振荡器停振。 图4.8 包含Ci及Co的电容三点式振荡器的等效电路 n2串联改进型电容三点式振荡器 n串联改进型电容三点式振荡器电路(也称为克拉泼电路， Clapp)如图4.9a所示，它的交流等效电路如图4.9b所示。 串联改进型电容三点式振荡器电路是根据基本电容三 点式振荡器改进而成，将集电极基极支路的电感L改用 LC串联回路代替。 n克拉泼振荡

20、器虽然提高了频率稳定度，但也存在以下 缺点：如果C1、C2过大，则振荡幅度就会太低；当通 过减小C来提高0时，振荡幅度显著下降，当C减到一 定程度时，可能停振；用做频率可调的振荡器时，振 荡幅度随频率增加而下降，在整个频段范围内幅度不 平稳，因此，频率覆盖系数(在频率可调的振荡器中， 高端频率和低端频率之比称为频率覆盖系数)不太大， 一般约为1.21.3。 图4.9 串联改进型电容三点式振荡器电路和交流等效电路 n3并联改进型电容三点式振荡器 n并联改进型电容三点式振荡器电路(也称为西勒电路， Seiler)如图4.10a所示，它的交流等效电路如图410b 所示。并联改进型电容三点式振荡器电路

21、是根据基本 电容三点式振荡器改进而成，将集电极基极支路的电 感L改用LC并联回路再与C3串联。在本电路中，频率变 化是靠调节L和C来实现的。但当选择 C1C3,C2C3时，则CC+C3，C3与振荡器振荡 频率有关。C3不能选择太大，否则振荡频率主要由C3 和L决定，从而限制频率调节的范围。C3过大也不利于 消除Co和Ci对频率稳定的影响。反之，C3选择过小， 则分压比n降低，振荡幅度就比较小了。因此C3的大小 对电路的性能有很大的影响，需要适当选择。 图4.10 并联改进型电容三点式振荡器电路和交流等效电路 4.2.3 几种三点式振荡器电路的比较 n下面给出四种三点式振荡电路的性能比较，见表4

22、.1所 示。 4.3 石英晶体振荡器电路 4.3.1 石英晶体谐振器 n石英晶体是一种各向异性的二氧化硅结晶体，两端呈角锥形，中 间是一个六面体，其中，过两顶端轴线为Z轴，又称为光轴；X和 Y处于与Z轴垂直的晶体六边形横截面上，X轴为六边形的对角连 线(或其平行线)，又称电轴；Y轴则与六边形的对边互为垂直线， 又称为机械轴。 n石英晶体具有正、逆压电效应，即沿某一些机械轴(Y)或者电轴(X) 对其施加压力时，则会在与它们垂直的两个表面上产生异性电荷， 其值与机械压力产生的形变位移成正比；反之，若在晶体两面之 间加一电场，则根据电场方向的不同，晶体将沿电轴(X)或者机械 轴(Y)延伸或压缩，其延

23、伸或压缩量与电场强度成正比。正、逆压 电效应是石英晶体用做谐振器的物理基础。 n为了得到好的谐振效果，石英晶体谐振器(简称为晶振)都把晶体 做成片状。晶体片是严格地按照一定方位切割晶体得到的。使用 最多的AT切割，就是按3521(基波)或343528(泛 音)切割的晶体片。而目前性能更加优越的SC切型晶体，采用了 双转角的切割方法。 n石英晶体谐振器是一种体波谐振器，谐振频率主要由 其切割方位、振动模式及晶体片的尺寸决定。由于尺 寸太小的晶体片加工困难，也可以把晶体加工成使其 工作在谐波频率上。把以谐波频率作为输出谐振频率 的晶体称为泛音晶体，而把基 n波频率作为输出谐振频率的晶体称为基频晶体

24、。最常 用的泛音晶体均工作在3次、5次、7次等奇次泛音下。 基频晶体可调节控制的相对频率范围较宽，但是频率 稳定度要差一些。而泛音晶体则和它相反，更加稳定， 但是可调节的范围较窄。 n在实际振荡器的制造中，注意到了这个特点，常常用 基频晶体做成压控晶体振荡器，而采用泛音晶体做成 高稳定度的晶体振荡器。 n石英晶体谐振器的压电效应可以用图4.11a所示的等效电 路来表示。等效电路中的C0为晶体片与金属电极板构成 的装架电容；Lq与Cq为压电谐振的等效参数；Rq为振动 时摩擦损耗的等效电阻。图4.11b是等效电路的电抗频率 特性。 n石英晶体的串联谐振频率f0由Lq和Cq组成的串联谐振电 路决定。

25、并联谐振频率f则由Lq、Cq及C0组成的并联谐 振电路决定。 n石英晶体谐振器的Q值一般为数十万到一两百万。这也是 它能够获得高的稳频效果，并得到高的频率准确度和稳 定度的原因。石英晶体谐振器包含有标称频率、晶体频 差、拐点温度、频率温度系数、品质因数、动态电容、 动态电感、动态电阻、静态电容、谐波次数等多个参数。 图4.11 石英晶体谐振器的等效电路及电抗频率特性 n影响晶体谐振器频率的主要因素如下。 n(1)温度 n不同切型晶体谐振器的频率温度特性是不同的。晶体 谐振器的频率温度特性是和晶体的切割角度相关的。 n(2)老化 n石英晶体的谐振频率会随工作时间的增加发生缓慢而 单调(增加或减小

26、)的变化，称为晶体的老化。 n(3)激励电平 n振荡频率对晶体的振荡幅度，即晶体电流或激励电平 (又称晶体耗散功率)也有明显的依赖关系。 n(4)其他因素 n除了上述因素之外，核辐射照射以及晶体单元感受到 的加速度变化，均会改变晶振的频率。 4.3.2 石英晶体振荡器基本电路结构 n石英晶体振荡电路主要由主振电路和石英晶体谐振器组 成，振荡器频率主要取决于石英晶体谐振器。振荡电路 一般采用反馈型电路，按晶体在振荡电路中的作用，又 可以分为串联振荡型和并联振荡型。 n串联振荡型的晶体置于放大网络与反馈网络之间，起选 频作用。只有在晶体的串联谐振频率上，才能完成能量 的反馈，维持振荡。而在其他频率

27、上，晶体呈现极高的 阻抗，不能完成能量反馈而不产生振荡。 n并联振荡型的晶体置于反馈网络中，作为振荡回路的一 个电抗元件，和回路的其他元件一起参与振荡，并决定 工作频率。晶体并不是工作在串联谐振频率上，而是工 作在稍高于此频率的某一频率上。此时晶体呈电感性， 整个振荡回路处于并联谐振状态。 n串联振荡型振荡回路多用于一般的高、低频晶体振荡 器中，而并联振荡型振荡回路则用于高稳定度晶体振 荡器中。 n在并联型晶体振荡器中，按晶体与晶体管三个电极的 不同连接，并联型晶振分cb(皮尔斯)电路、eb(密 勒)电路、ce电路三种，如图4.12所示。其中，cb 电路应用较多。按其接地点的不同，cb电路又分

28、为 射极接地(皮尔斯)电路，基极接地(克拉泼)电路和集电 极接地(考毕兹)电路三种，分别如图4.13所示。这三种 电路中，最常见的是第一种射极接地的皮尔斯电 路。 图4.12 并联型晶体振荡器的三种基本组态 图4.13 三种并联型晶 体振荡器电路 4.3.3 普通晶体振荡器 n普通晶体振荡器是使用量最大、应用最普遍的一种晶 体振荡器，大量用于各种电子设备中，如在计算机中 作为时钟信号源。它只含有主振电路和输出电路，而 没有对温度对振荡器频率的影响采取任何措施。输出 电路用于对振荡信号进行放大、选频和在主振电路与 负载之间起隔离作用。普通晶体振荡器的基本组成如 图4.14所示。 n普通晶体振荡器

29、结构简单，技术指标明显优于通常的 RC和LC振荡器。普通晶体振荡器的频率稳定度一般条 件下容易达到10-4-10-5。当采用AT切型的晶体谐振 器时，选择合适的晶体和电路，在-2070的温度 环境下，频率稳定度还可以保持在1510-6。影响普通 晶体振荡器的频率变化的主要因素是工作温度，与频 率温度效应相比，晶体的老化效应要小得多，可以不 考虑。 图4.14 普通晶体振荡器 4.3.4 温度补偿晶体振荡器 n温度补偿晶体振荡器(TCXO)是对振荡器中所用 晶体的频率随温度变化进行了自动温度补偿， 它可以在宽的温度范围内保证10-610-7的频率 稳定度。TCXO主要包括可以压控调节频率的 晶体

30、振荡电路(VCXO)和含有温度敏感器件的补 偿网络或处理线路。温度补偿方法可以有模拟 的、数字的和微机补偿几种。高精度的微机补 偿晶体振荡器可以在宽的温度范围内保证10-8 的频率稳定度。 n1模拟方式的温度补偿晶体振荡器 n模拟方式的温度补偿晶体振荡器的原理方框图如图 4.15所示，晶振主振电路中的调频电容为一只变容二 极管，变容二极管两端的电压取自热敏电阻补偿网络。 该补偿网络的输出电压可以随环境温度的变化而变化， 使得该电压对温度的变化关系与所用晶体的频率温度 特性相对应，通过变容二极管对晶体频率进行调节后， 补偿晶体频率随温度的变化，使振荡器的输出信号的 频率受温度的影响被大大减少。

31、图4.15 TCXO原理方框图 n2数字和微机方式的温度补偿晶体振荡器 n数字和微机方式的温度补偿晶体振荡器DTCXO和MCXO 结构方框图如图4.16所示。 nDTCXO和MCXO利用数字的方式产生控制压控型晶体振 荡器VCXO的补偿电压。在DTCXO中利用存储器，建立 温度传感信号和VCXO控制信号之间的关系，可以实现 逐点的补偿。因此，数字方式的温度补偿晶体振荡器 具有比模拟方式更高的温度补偿精度。单纯的数字式 温度补偿晶体振荡器DTCXO主要利用大容量的存储器， 对VCXO进行过细地补偿以保证精度。在微机补偿的温 度补偿晶体振荡器中，常常利用单片机对晶体振荡器 进行补偿处理，而且采用公

32、式(如一个或多个多项式)来 表达晶体振荡器的温度频率特性或者温度频率控制特 性，并且还结合一定的有效算法，这样可以有效提高 补偿精度和大大减小对存储器容量的要求。 图4.16 DTCXO和MCXO结构方框图 n3集成化的TCXO n在20世纪90年代初期，一些国外的企业就开始研究全集 成电路的TCXO。近年来，集成电路的TCXO已经成熟， 代表性的有日本KAWASAKI公司的KA5ST和芬兰MICRO ANALOG SYSTEMS公司的MAS9270及MAS9272等。 n全集成电路的TCXO在硬件设计方面，没有使用热敏电阻 网络，而采用了类似于半导体PN结的温度传感器和由运 算放大器组构成的

33、三次曲线发生器，组合产生对VCXO的 温度补偿电压。根据对具体VCXO的温度实验结果，通过 数据写入的方法进行补偿，避免了传统的TCXO必须在温 度实验和计算的基础上进行电阻和热敏电阻的繁琐挑选。 这种集成电路只需要和晶体谐振器结合，而几乎不需要 其他别的器件，就可以构成温度补偿晶体振荡器。 n4对集成化的TCXO的二次补偿 n对集成化的TCXO再进行二次数字及微机补偿，也就是 对已经补偿过的振荡器再使用数字补偿，可以把其频 率稳定度再提高10倍左右，使得在集成化的TCXO的 110-6左右的基础上，最终实现确保210-7的指 标。 n采用二次补偿的温度补偿晶体振荡器与单纯的MCXO相 比，在

34、体积、造价等方面更具有优势，并且也降低了 量化噪声的影响。二次温度补偿晶体振荡器的结构方 框图如图4.17所示。 n在单片机的程序存储器中，已事先存有一个程序，它 可根据输入的温度值计算输出相应的周期一定、占空 比可变的方波信号。此信号通过补偿电路中的无源RC 积分网络得到直流压控电压。随后把这个直流电压输 出给VCTCXO的压控端VC，用以改变其振荡频率，使 其校正到标称值，而后微处理器中的程序从起点开始 执行，如此连续地工作，使VCTCXO在全温度范围内稳 定在标称值，达到二次补偿的目的。 图4.17 二次温度补偿晶体振荡器的结构方框图 4.3.5 恒温晶体振荡器 n绝大多数高稳定度晶体振

35、荡器都采用将晶体恒温的方 法，使用精密的恒温控制槽，将槽内温度调节到晶体 谐振器的零温度系数点上。这样能最大限度地克服温 度对晶体振荡器频率的影响。在所有的晶体振荡器中， 恒温晶体振荡器(OCXO)的稳定度最好，老化率最小， 被广泛用做标准频率源。恒温方式既可以由单层恒温， 也可以由双层恒温。恒温晶体振荡器的基本组成方框 图如图4.18所示。 n高稳定度的OCXO的性能指标主要包括日老化率、日频 率波动、频率复现性、负载特性、频域(相位噪声)和时 域稳定度、频率温度稳定度、开机特性、功率消耗和 体积等。 图4.18 恒温晶体振荡器的基本组成方框图 4.4 压控振荡器(VCO)电路 4.4.1

36、压控振荡器的主要技术指标 n在锁相频率合成器、锁相解调等电路中，要求振荡器的 频率是可控的。当振荡器的频率随外加控制电压变化而 变化时，称为压控振荡器(Voltage Controlled Oscillator， VCO)。 n构成VCO的基本方法是在LC振荡器的基础上，采用改变 谐振回路电抗元件值(如变容二极管的电容值)的方法来实 现振荡器的频率控制。 n也有采用射极耦合多谐振荡器(张弛振荡器)和环形振荡器 构成的VCO电路，电路中利用改变电容充放电电流大小和 各级的延迟时间的方法,来实现对振荡器频率的控制。张 弛振荡器不需要外接调谐元件，可以全部集成，因此目 前在高频集成锁相环中也得到广泛

37、的应用。但张弛振荡 没有高Q的选频元件，所以它的频谱纯度不够好。 n压控振荡器的主要技术指标包括频率范围、线性度、 压控灵敏度、调制带宽、噪声等。 n(1)频率范围 n(2)线性度 n(3)压控灵敏度K0 n(4)调制带宽 n(5)噪声 n(6)工作电压 4.4.2 变容二极管压控振荡器 n变容二极管是一种在反向偏置条件下，势垒电 容随外加电压变化而变化的器件。变容二极管 压控振荡器 n利用变容二极管的这一特性，将变容二极管作 为可变电容，连接在LC振荡器的调谐回路中。 n变容二极管的结电容Cj特性如图4.19所示，变 容二极管工作在反向偏置状态，当外加电压变 化时，变容二极管结电容Cj会变化

38、。 n变容二极管结电容Cj与外加电压的关系如 (4.4.2)所示。 图4.19 变容二极管的结电容Cj特性 n利用变容二极管构成的LC振荡器如图4.20a、图4.21a 所示，变容二极管等效为一个可变电容器，作为谐振 回路电容的一部分。 n在图4.21a所示的变容二极管构成的LC压控振荡器电路 中，0.01F电容交流对地短路，晶体管为共基形式， 两个背对背串接的变容二极管VD1、VD2与电感L组成 并联LC回路，回路输出电压通过电容C(10pF)反馈回输 入端，构成正反馈。LC谐振回路的电抗元件决定振荡 器的振荡频率。该电路只要晶体管的截止频率fT足够 高，选择合适的电感、电容和变容二极管，振

39、荡频率 可达12GHz。此电路采用PNP管，一是输出方便，可 以直接由电感的抽头和地间输出，且输出阻抗也较低； 二是变容二极管可以采用正电压调谐，与电源电压极 性一致。 图4.20 LC压控振荡器及交流通路 n调谐电压uC通过电阻R加在变容二极管上，由于高频 电感L对调谐电压uC相当于短路，因此两个串联变容二 极管的调谐电压相同。采用两个变容二极管背对背串 联的好处,在于减小了加在每个变容二极管上的高频电 压，有利于提高频率稳定度。 n图4.21a为变容二极管和晶振构成的压控振荡器电路， 交流等效电路如图4.21b所示。电容C1、C2和变容二极 管的结电容Cj与晶体组成谐振回路，晶振呈感性。控

40、 制电压uC改变变容二极管的等效电容Cj，从而改变振 荡器的频率。 图4.21 变容二极管和晶 振构成的压控振荡器电路 4.4.3 射极耦合多谐振荡器构成的VCO n一个利用射极耦合多谐振荡器构成的压控振荡器电路 (VCO)如图4.22所示。VT1和VT2交叉耦合的两个晶体 管构成了正反馈回路，电容C为外接的充电电容。 n控制电容器的充放电电流I的大小，或者改变电容器C 的大小，可以控制多谐振荡器的振荡频率。 图4.22 射极耦合多谐振荡器构成的VCO电路 4.4.4 环形振荡器结构的VCO n用奇数个CMOS反相器构成的环形振荡器电路，如图4 23所示，电路的振荡频率由每级反相器的延迟时间

41、d和反相器的级数n来决定。 nCMOS反相器构成的环形振荡器电路没有采用高Q值的 选频回路，振荡器的频谱纯度没有LC振荡器好，其工 作频率也受到器件延迟时间的限制。但环形振荡器的 最大优点是集成度高。为了获得高速、低功耗、低噪 声性能优良的环形振荡器，在设计时要求环形振荡器 的级数尽可能少；选择能以最大速度工作的电路结构； 不用外部电抗元件，而只利用不可避免的电路寄生参 数；降低电路的复杂性以使寄生电容尽量小。 n从获得最高频率和减少噪声的角度出发，希望级数越 少越好，典型的环形振荡器电路结构采用三个反相器 构成。 图4.23 奇数个CMOS反相器构成的环形振荡器电路 4.5 振荡器频率和振幅

42、的稳定 4.5.1 振荡器频率的稳定 n1频率稳定度的表示方法 n频率稳定度是振荡器的一个很重要的指标，是指由于外 界条件的变化，引起振荡器的实际工作频率偏离标称频 率的程度。频率稳定度有绝对频率稳定度和相对频率稳 定度两种表示方法。 n绝对频率稳定度定义为实际振荡频率f与标称频率f0之间 的差值，如式(4.5.1)所示。 nf越小，稳定度越高。有些情况下，也用一定时间内的频 率变化值作为绝对频率稳定度的定义。 n相对频率稳定度定义为在一定条件下，绝对频率稳定度 与标称频率f0之间的比值，如式(4.5.2)所示。 n频率稳定度可分为下列几种。 n瞬时稳定度：一般指在秒或毫秒时间间隔内的频率相对

43、 变化。这种频率变化一般都具有随机性质。这种频率不 稳定有时也被看做振荡信号附有相位噪声。引起这类频 率不稳定的主要因素是振荡器内部的噪声。衡量时常用 统计规律表示。 n短期稳定度：一般指一天以内，以小时、分钟或秒计时 的时间间隔内频率的相对变化。产生这种频率不稳定的 因素有温度、电源电压变化等。 n长期稳定度：一般指一天以上以至几个月的时间间隔内 的频率相对变化，通常是由元器件老化而引起的。 n频率稳定度用10的负几次方表示，次方绝对值越大，稳 定度越高。例如一般短波、超短波发射机的频率稳定度 要求是10-410-5量级，电视发射台要求510-7，一些军 用、大型发射机及精密仪器则要求l0-

44、6量级或更高。 n2影响频率稳定度的因素 n振荡器的频率由相位平衡条件决定，当满足相位平衡条 件，即kFn3602n(n整数)时，振 荡器的频率就稳定下来。当不满足这一条件，即 2n时，振荡频率将发生变化。 n0(2f)由构成回路的电感L和电容C决定，它不但要考 虑回路的线圈电感、调谐电容和反馈电路元件，还应考 虑并在回路上的其他电抗，如晶体管的极间电容、后级 负载电容(或电感)等。 n回路元件L和C的稳定度将影响振荡器的频率稳定度。频 率稳定度也与(kF)和QL有关，其中(kF) 主要取决于晶体管内部的状态，受晶体管电流iC、iB变 化的影响。 n3提高频率稳定度的措施 n(1)减少温度的影

45、响 n(2)减少晶体管的影响 n(3)提高回路的品质因数 n(4)稳定电源电压 n(5)减少负载的影响 n(6)注意安装工艺 4.5.2 振荡器振幅的稳定 n1振幅稳定度的表示方法 n振幅稳定度往往用振幅变化的百分比来说明，其表达 式为 nA=U/U0 (4.5.5) n式中，U0为基准电压；U为偏离U0的值。有些情况下， 振幅稳定度用分贝值来表示，其计算式为(4.5.6) n与频率稳定度要求不同，对振幅稳定度，通常只是在 短时间内有较高的要求。 n2影响振幅稳定度的因素 n从前面分析振荡的产生过程中可了解到：如果振荡电 路的环反馈系数KF1，振幅会增大；如果KF1，振 幅就会衰减；若KF1，

46、则振幅维持不变。因此，当电 路中出现增幅现象时，必定满足在该振幅值条件下的 KF1。要使振幅不继续增大而趋于稳定，必须使电路 的KF值随振幅的增大而减小，自动调整到KF1。与此 相反，当电路中出现减幅现象时，必定满足在该振幅 条件下的KF1。要使振幅不继续减小下去，必须使电 路的KF值能随振幅的减小而增大，自动调整到KF1。 这就是说，欲使振荡器的振幅在发生某种变化时能自 动趋于稳定，电路的环反馈系数KF应具有下述特性： 振幅变化使KF值随之发生变化，KF变化再次造成的振 幅变化应与原振幅变化相反。 n3提高振幅稳定度的措施 n(1)正确选择晶体管的工作状态 n(2)采用自生反偏压电路 n(3

47、)折中地选择环路增益KF值 n(4)采用自动稳幅电路 图4.25 自动幅度调节系统方框图 4.6 寄生振荡 4.6.1 寄生振荡的表现形式 n在高频放大器或振荡器中，由于某种原因，会产生不 需要的振荡信号，这种振荡称为寄生振荡。如小信号 放大器的自激，即属于寄生振荡。 n产生寄生振荡的形式和原因是各种各样的，主要是由 于电路中的寄生参数形成了正反馈，并满足自激条件 而产生振荡。寄生振荡有单级和多级振荡，有工作频 率附近的振荡或是远离工作频率的低频或超高频振荡。 寄生振荡是由于电路的寄生参数满足振荡条件而产生 的，寄生参数存在的形式多种多样，一般是无法定量 的，寄生振荡可能在一切有源电路中产生。

48、电路中产 生了寄生振荡后，就会影响电路的正常工作，严重时， 会完全破坏电路的正常工作。 n电路中产生了寄生振荡，在一般情况下，可以利用示 波器观察出来。由于寄生参数构成的反馈环，很难刚 好满足KF1，如果环路中又没有高Q值的寄生振荡选 频网络，观察到的往往是失真的正弦波，或是张弛振 荡。 n在电路调试中，还可能观察到这样的现象，即寄生振 荡与有用信号的存在与否及其幅度有关。这是因为电 子器件具有非线性特性，寄生参数形成的正反馈环的 环路增益，随有用信号大小而发生变化。如图426所 示波形可看到，寄生振荡叠加在有用信号上。寄生参 数形成的正反馈环，只是在有用信号幅度达到某一值 时，其环路增益才满

49、足自激条件。 图4.26 寄生振荡叠加在有用信号的部分波形上 n然而，在有些情况下，寄生振荡的频率远高于示波器 的上截止频率，寄生振荡将被示波器的放大器滤除而 不能在荧光屏上显示出来。这时，可以通过测量器件 工作状况，分析其异常工作状况来判知是否有寄生振 荡。例如，观察不到器件有输出信号波形，又测量不 到正向偏压，甚至测出有反向偏压，可是却有直流电 流通过器件，这一现象表明产生了强烈的高频振荡。 因为频率高，故观察不到波形。由于振荡幅度大，产 生了很大的自生反向偏压，这时，若以人手触摸电路 的某些部位，有可能观察到器件直流工作状态的变化。 这是因为人手的寄生参数使寄生振荡的强度发生变化， 从而

50、改变器件的直流工作状态。 4.6.2寄生振荡的产生原因及其防止或消除方法 n寄生振荡产生的原因是各种各样的，下面以几个常见 的情况： n1公用电源内阻抗的寄生耦合 n2元器件间分布电容、互感形成的寄生耦合 n3引线电感、器件极间电容和接线电容构成谐振回路 的高频寄生振荡 n4负反馈环变为正反馈环 n消除寄生振荡一般采用的是试验的方法。在观察到寄 生振荡后，要判断出是哪个频率范围的振荡，是单级 振荡还是多级振荡。为此可能要断开级间连接，或者 去掉某级的电源电压。在判断确定是某种寄生振荡后， 可以根据有关振荡的原理，分析产生寄生振荡的可能 原因和参与寄生振荡的元件，并通过试验(更换元件、 改变元件

51、数值)等方法来进行验证。例如，对于在工作 频率附近的寄生振荡，主要消除方法是降低放大器的 增益，如降低回路阻抗或者射极加小负反馈电阻等。 要消除由于扼流圈等引起的低频寄生振荡，可以适当 降低扼流圈电感数值和减小它的Q值。要消除由公共电 源耦合产生的多级寄生振荡，可采用由LC或RC低通滤 波器构成的去耦电路等等。 4.7 振荡器电路实例 4. 7.1 10.0060.00MHz晶体振荡器 nMAS9281芯片内部结构和应用电路如图4.28所示，芯 片内部包含有振荡器、分频器和输出缓冲器电路，外 部仅需要连接一个晶振元件，即可构成一个10.00 60.00MHz晶体振荡器。MAS9281输出负载电

52、容为15 50pF，当输出负载电容最大值为30pF时，晶振频率范 围为10.0060.00MHz，当输出负载电容最大值为 50pF时，晶振频率范围为10.0040.00MHz； MAS9281(AN/AP/AQ/AR/AS/AT)可实现fo、fo/2、fo/4、 fo/8、fo/16、fo/512分频；相位噪声- 130dBc/Hz(1kHz偏移)；电源电压为2.45.5V，电流 为3.55.7mA。工作温度范围为-4085。 图4.28 MAS9281内部结构和应用电路 4.7.2 10.0056.00MHz VCXO nMAS9283芯片内部结构和应用电路如图4.29所示。 n芯片内部包含有振荡器、分频器、变容二极管和输出 缓冲器电路，外部仅需要连接一个晶振元件，即可构 成一个10.0050.00MHz的VCXO。晶振频率范围为 10.0056.00MHz；具有分频器功能；相位噪声- 130dBc/Hz(1kHz偏移)；电源电压(VDD)为2.55.3V， 电流为3.2mA。工作温度范围为-4085。 图4.29 MAS9283内部结构和应用电路 4.7.3 50122.8