高频实验指导教材

1、 高高频频电电子子线线路路实实验验 指指导导书书 电 子 信 息 工 程 系编 2 20 00 07 7 年年 4 4 月月 Radio Frequency Circuit 如 果输出回路调谐在载波角频率 o上，则输出信号为： ttVVttVtV CCCCC0000 cos)cos(cos)()( 从而实现了高电平调幅。 判断功放的三种工作状态的方法： 临界状态 VCCVcm= VCES 欠压状态 VCCVcmVCES 过压状态 VCCVcmVCES 式中，Vcm为各集电极输出电压的幅度，VCES为晶体管饱和压降。 图 8-2 Vcc 对工作状态的影响 调幅度 ma=(单音调制） minmax

2、 minmax VV VV 四、四、实验步骤实验步骤 1.从 J3 处输入频率为10.7MHz(峰-峰值为 200mV)的高频信号 0 f （在 TH3 处观察） ，首先调节 T6 使 TP6 处波形最大，再调谐 T4 使谐振回 路 T4、C15谐振。 2.从 J5 处输入 1kHz（峰-峰值 50mV）音频信号（在 TH8 处观察） ， 将拨码开关 S1 的 1 拨上，从 TH5 处观察输出波形。 3.使 Q4 管分别处于欠压状态（S1 的 1 拨上）和过压状态（S1 的 4 拨上） ，在 TH5 处接示波器，观察调幅波形，并计算调幅度。 4.改变音频信号的输入电压，观察调幅波变化。 五、五

3、、实验报告要求实验报告要求 1.记录实验模块序号 2.分析集电极调幅为何要选择在过压状态 3.分析调幅度与音频信号振幅的关系 六、六、实验仪器实验仪器 1.高频实验箱 1 台 2.双踪示波器 1 台 3.万用表 1 块 4.高频毫伏表 1 块 +12 J4 J3 Q3 3DG12 Q4 3DG12 R14 1.5K R15 100 R16 18 R17 18 R18 100 R19 330 R20 820 C11 104 C15 ? C14 104 C20 104 C19 104 C12 104 RA3 10KR13 100 L3 22uH C16 104 C17 104 E5 22uf/16

4、V 1 2 3 48 7 6 5 U1 LM386E6 10uf/16V E7 10uf/16V J5 +5 TH8 TH6 TP5TP4 TH5 TH4 TP7 TP6 TH3 R22 150 R21 1.5K J6 1 2 3 4 8 7 6 5 S1 W1 510 T4 T5 T6 C13 ? +5 R12 200 图 8-3 集电极调幅 实验九 包络检波及同步检波 一、实验目的 1进一步了解调幅波的原理,掌握调幅波的解调方法。 2掌握二极管峰值包络检波的原理。 3掌握包络检波器的主要质量指标,检波效率及各种波形失真的现象， 分析产生的原因并思考克服的方法。 4. 掌握用集成电路实现同步

5、检波的方法。 二、实验内容 1完成普通调幅波的解调。 2观察抑制载波的双边带调幅波的解调。 3观察普通调幅波解调中的对角切割失真，底部切割失真以及检波器 不加高频滤波时的现象。 三、实验原理及实验电路说明 检波过程是一个解调过程，它与调制过程正好相反。检波器的作用是 从振幅受调制的高频信号中还原出原调制的信号。还原所得的信号，与高 频调幅信号的包络变化规律一致，故又称为包络检波器。 常用的检波方法有包络检波和同步检波两种。有载波振幅调制信号的 包络直接反映了调制信号的变化规律，可以用二极管包络检波的方法进行 解调。而抑制载波的双边带或单边带振幅调制信号的包络不能直接反映调 制信号的变化规律，无

6、法用包络检波进行解调，所以采用同步检波方法。 1.二极管包络检波的工作原理 当输入信号较大(大于 0.5 伏)时，利用二极管单向导电特性对振幅调制 信号的解调，称为大信号检波。 大信号检波原理电路如图 9-1（a）所示。检波的物理过程如下：在高 频信号电压的正半周时，二极管正向导通并对电容器 C 充电，由于二极管 的正向导通电阻很小，所以充电电流 iD很大，使电容器上的电压 VC很快 就接近高频电压的峰值。充电电流的方向如图 9-1（a）图中所示。 Vi 充 电 放 电 RC id D VC 图12-2 (a)(b) t Vi t1t2t3 Vc 这个电压建立后通过信号源电路，又反向地加到二极

7、管 D 的两端。当 高频信号的瞬时值小于 VC时，二极管处于反向偏置，管子截止，电容器 就会通过负载电阻 R 放电。由于放电时间常数 RC 远大于调频电压的周期， 故放电很慢。当电容器上的电压下降不多时，调频信号第二个正半周的电 压又超过二极管上的负压，使二极管又导通。如图 9-1（b）所示。只要充 电很快，即充电时间常数 RdC 很小(Rd为二极管导通时的内阻)：而放电时 间常数足够慢，即放电时问常数 RC 很大，满足 RdCRC，就可使输出 电压的幅度接近于输入电压的幅度，即传输系数接近 l，达到了解调 c v i v 的目的。实验电路如图 9-2 所示： J2 J4 C5 103 C6

8、103 R9 510 R18 2.2K R19 51K R21 1K R22 20K E2 10uf/16v TH4TH5 D1 2AP9 TP1TP2 1 2 4 3 S1 1 2 4 3 S2 R39 1.5K 图 9-2 峰值包络检波（465KHz） 主要由二极管 D 及 RC 低通滤波器组成，利用二极管的单向导电特性和检 波负载 RC 的充放电过程实现检波，所以 RC 时间常数的选择很重要。RC 时间常数过大，则会产生对角切割失真又称惰性失真。RC 常数太小，高 频分量会滤不干净。综合考虑要求满足下式： 图 9-1 包络检波示意图 a a m m RC 2 max 1 其中：m 为调幅

9、系数，为调制信号最高角频率。 max 当检波器的直流负载电阻 R 与交流音频负载电阻 R不相等，而且调 幅度又相当大时会产生负峰切割失真（又称底边切割失真） ，为了保证 a m 不产生负峰切割失真应满足。 R R ma 2.同步检波 （1）同步检波原理 同步检波器用于对载波被抑止的双边带或单边带信号进行解调。它的 特点是必须外加一个频率和相位都与被抑止的载波相同的电压。同步检波 器的名称由此而来。 外加载波信号电压加入同步检波器可以有两种方式： 相乘器低通滤波器 1 2 0 本地载波 （a） 包络 检波器 1 2 （b） 图 9-3 同步检波器方框图 一种是将它与接收信号在检波器中相乘，经低通

10、滤波器后检出原调制 信号，如图 9-3(a)所示；另一种是将它与接收信号相加，经包络检波器后 取出原调制信号，如图 9-3(b)所示。本实验选用乘积型检波器。 （2）实验电路说明 实验电路如图 9-4 所示，采用 MC1496 集成电路构成解调器，载波信 号从 J8 经 C12，W4，W3，U3，C14加在 8、10 脚之间，调幅信号 VAM 从 J11 经 C20加在 1、4 脚之间，相乘后信号由 12 脚输出，经低通滤波器、同 相放大器输出。 四、实验步骤 一、二极管包络检波 1.解调全载波调幅信号 （1）m30%的调幅波检波 从 J2 处输入 465KHz、峰峰值 Vp-p=0.5V1V

11、、 m100的调 幅波。将它们依次加至解调器调制信号输入端 J11，并在解调器的载波输 入端 J8 加上与调幅信号相同的载波信号,分别记录解调输出波形，并与调 制信号相比。 2.解调抑制载波的双边带调幅信号 按调幅实验中实验内容的条件获得抑制载波调幅波，加至图 9-3 的调制 信号输入端 J11，观察记录解调输出波形，并与调制信号相比较。 五、实验报告要求 1.通过一系列检波实验,将下列内容整理在表内: 输入的调幅波波形M30%m=100%抑制载波调幅波 二极管包络检波器输出波形 同步检波输出 2.观察对角切割失真和底部切割失真现象并分析产生原因。 3.从工作频率上限、检波线性以及电路复杂性三

12、个方面比较二极管 包络检波和同步检波。 六、实验仪器 1.高频实验箱 1 台 2.双踪示波器 1 台 +12 -12 J11 R24 1K R25 200 R27 1K R28 1K R29 3.3K R30 3.3K R32 3.3K R26 200 R35 200 R37 6.8K R36 510 C14 104 C20 104 C15 104 C21 104 C22 102 C16 104 C23 102 E3 10uf/16v D3 8.2V 1 2 3 4 5 6 7 14 13 12 11 10 9 8 U4 MC1496 R31 3.3K TH11 TH8 J8 3 2 1 U3

13、A TL082 R23 1K C13 331 C12 104 W3 20K W4 510 J9 SSB 5 6 7 U3B TL082 TH9 TP4 C26 104 R41 10K 图 9-4 同步检波 实验十 变容二极管调频 一、实验目的 1.掌握变容二极管调频电路的原理。 2.了解调频调制特性及测量方法。 3.观察寄生调幅现象，了解其产生及消除的方法。 二、实验内容 1.测试变容二极管的静态调制特性。 2.观察调频波波形。 3.观察调制信号振幅时对频偏的影响。 4.观察寄生调幅现象。 三、实验原理及电路 1.变容二极管工作原理 调频即为载波的瞬时频率受调制信号的控制。其频率的变化量与调制

14、 信号成线性关系。常用变容二极管实现调频。变容二极管调频电路如图 10-1 所示。 +12 J1 J2 R3 10K R7 10K R8 3.3K R4 10K R2 2K R10 1K R11 8.2K C5 104 C21 104 C10 47p C9 27p C3 10p C15 102 C14 104 L2 22uH Q3 3DG6 Q2 3DG6 RA1 100K C1 104 C20 470p CRY1 4.19M CC1 5-25p C4 104 R12 2K +12V POWER1 +12 C8 10p TH1 TH2 D1 BB149 LE D1 LE D E1 10UF/1

15、6V C22 104 +12 TP2TP3 TP6TP7 TP1 TP4 TP5 W1 20K W2 5k R1 10K R6 10K Q1 3DG6 C7 104 R5 510 1 2 4 3 S1 1 2 4 3 S2 C13 100p D2 BB149 R9 10K L1 22uH C23 102 C2 104 C6 560p T1 R13 3.3K R14 510 C11 104 图 10-1 变容二极管调频 从 J2 处加入调制信号，使变容二极管的瞬时反向偏置电压在静态反向偏置 电压的基础上按调制信号的规律变化，从而使振荡频率也随调制电压的规 律变化，此时从 J1 处输出为调频波（F

16、M） 。C15为变容二级管的高频通路， L1为音频信号提供低频通路，L1和 C23又可阻止高频振荡进入调制信号源。 (a) (b) (c) O c c0 O c OO OOt t t c c0 ff ff f0 f0 u0 U0 c0 u 图132 调制信号电压大小与调频波频率关系图解 图 10-2 示出了当变容二极管在低频简谐波调制信号作用情况下，电容 和振荡频率的变化示意图。在（a）中，U0是加到二极管的直流电压，当 uU0时，电容值为 C0。u是调制电压，当 u为正半周时，变容二极管负 极电位升高，即反向偏压增大；变容二极管的电容减小；当 u为负半周时， 变容二极管负极电位降低，即反向偏

17、压减小，变容二极管的电容增大。在 图（b）中，对应于静止状态，变容二极管的电容为 C0，此时振荡频率为 f0。 因为，所以电容小时，振荡频率高，而电容大时，振荡频率 LC f 2 1 低。从图（a）中可以看到，由于 C-u 曲线的非线性，虽然调制电压是一个 简谐波，但电容随时间的变化是非简谐波形，但是由于，f LC f 2 1 图 10-2 调制信号电压与调频波频率示意图 和 C 的关系也是非线性。不难看出，C-u 和 f-C 的非线性关系起着抵消作 用，即得到 f-u 的关系趋于线性（见图（c） ） 。 2.变容二极管调频器获得线性调制的条件 设回路电感为 L，回路的电容是变容二极管的电容

18、C（暂时不考虑杂 散电容及其它与变容二极管相串联或并联电容的影响） ，则振荡频率为 。为了获得线性调制，频率振荡应该与调制电压成线性关系， LC f 2 1 用数学表示为，式中 A 是一个常数。由以上二式可得Auf ，将上式两边平方并移项可得， LC Au 2 1 2 222 )2( 1 Bu uLA C 这即是变容二极管调频器获得线性调制的条件。这就是说，当电容 C 与电 压 u 的平方成反比时，振荡频率就与调制电压成正比。 3.调频灵敏度 调频灵敏度定义为每单位调制电压所产生的频偏。 f S 设回路电容的 C-u 曲线可表示为，式中 B 为一管子结构即 n BuC 电路串、并固定电容有关的

19、参数。将上式代入振荡频率的表示式 中，可得 LC f 2 1 LB u f n 2 2 调制灵敏度 LB nu u f S n f 4 1 2 当 n2 时 LB S f 2 1 设变容二极管在调制电压为零时的直流电压为 U0,相应的回路电容量为 C0,振荡频率为，就有 0 0 2 1 LC f 2 00 BUC LB U f 2 0 0 则有 0 0 U f S f 上式表明，在的条件下，调制灵敏度与调制电压无关（这就是2n 线性调制的条件） ，而与中心振荡频率成正比，与变容二极管的直流偏压成 反比。后者给我们一个启示，为了提高调制灵敏度，在不影响线性的条件 下，直流偏压应该尽可能低些，当某

20、一变容二极管能使总电容 C-u 特性曲 线的的直线段愈靠近偏压小的区域时，那么，采用该变容二极管所2n 能得到的调制灵敏度就愈高。当我们采用串和并联固定电容以及控制高频 振荡电压等方法来获得 C-u 特性的线性段时，如果能使该线性段尽2n 可能移向电压低的区域，那么对提高调制灵敏度是有利的。 由可以看出，当回路电容 C-u 特性曲线的 n 值（即斜 LB S f 2 1 率的绝对值）愈大，调制灵敏度越高。因此，如果对调频器的调制线性没 有要求，则不外接串联或并联固定电容，并选用 n 值大的变容管，就可以 获得较高的调制灵敏度。 四、实验步骤 1.静态调制特性测量 将电路接成压控振荡器，J2 端

21、不接音频信号，将频率计接于 J1 处，调 节电位器 W1，记下变容二极管 D1、D2两端电压和对应输出频率，并记于 下表中。 VD1(V) VD2(V) F0(MHz) 2.动态测试 1）将电位器 W1 置于某一中值位置，将音频信号通过 J2 输入，将示 波器接于 J1 端，可以看到调频信号。由于载波很高，频偏很小，因此看不 到明显的频率变化的调频波。但用频偏仪（型号为 BE37）可以测量频偏。 2）为了清楚观察 FM 波，可以将 FM 信号从 J1 端用连线连接到晶体 三极管混频器的输入端（图 10-1 的 J4 端） ，将示波器接在变频器输出端 （图 10-1 的 J6 端） ，调节调制信

22、号电压的大小即可观察到频偏的变化。 五、实验报告要求 1.在坐标纸上画出静态调制特性曲线，并求出其调制灵敏度。说明 曲线斜率受哪些因素的影响。 2.画出实际观察到的 FM 波形，并说明频偏变化与调制信号振幅的 关系。 六、实验仪器 1.高频实验箱 1 台 2.双踪示波器 1 台 3.万用表 1 块 实验十一 正交鉴频及锁相鉴频 一、实验目的 1.熟悉相位鉴频器的基本工作原理。 2.了解鉴频特性曲线（S 曲线）的正确调整方法。 二、实验内容 1.调测鉴频器的静态工作点。 2.并联回路对波形的影响。 3.用逐点法或扫频法测鉴频特性曲线，由 S 曲线计算鉴频灵敏度 Sd 和线性鉴频范围 2fmax。

23、 三、实验原理及实验电路说明 1乘积型鉴频器 （1）鉴频是调频的逆过程，广泛采用的鉴频电路是相位鉴频器。鉴频 原理是：先将调频波经过一个线性移相网络变换成调频调相波，然后再与 原调频波一起加到一个相位检波器进行鉴频。因此，实现鉴频的核心部件 是相位检波器。 相位检波又分为叠加型相位检波和乘积型相位检波，利用模拟乘法器 的相乘原理可实现乘积型相位检波，其基本原理是：在乘法器的一个输入 端输入调频波，设其表达式为)(tvs sincos)(tmwVtv fcsms 式中， 为调频系数，或，其中为 f m/ f mffmf/ 调制信号产生的频偏。另一输入端输入经线性移相网络移相后的调频调相 波，设其

24、表达式为)( tvs )( 2 sincos)( tmVtv fcsms )(sinsin tmV fcsm 式中，第一项为高频分量，可以被滤波器滤掉。第二项是所需要的频 率分量，只要线性移相网络的相频特性在调频波的频率变化范围内)( 是线性的，当 时，。因此鉴频器的输出rad4 . 0)()()(sin 电压的变化规律与调频波瞬时频率的变化规律相同，从而实现了相)(tvo 位鉴频。所以相位鉴频器的线性鉴频范围受到移相网络相频特性的线性范 围的限制。 (2)乘积型相位鉴频器 用 MCl496 构成的乘积型相位鉴频器实验电路如图 11-2 所示。其中 C13与并联谐振回路 L1C18共同组成线性

25、移相网络，将调频波的瞬时频率的 变化转变成瞬时相位的变化。分析表明，该网络的传输函数的相频特性 的表达式为)( )1(arctan 2 )( 2 2 o Q 当 时，上式可近似表示为1 o 或 ) 2 (arctan( 2 )( o Q ) 2 (arctan( 2 )( o Q +12 -12 J6 J7 L1 2.2uH /100p C18 470p C16 104 C22 103 C21 103 C15 104 C19 104 C14 104 C13 47p R10 1K R11 820 R12 1K R13 200 R14 3.3K R15 3.3K R22 2K R20 6.8K R

26、17 510 R18 100K D3 8.2V 1 2 3 4 5 6 7 14 13 12 11 10 9 8 U2 MC1496 R21 2K E3 10uf/16v R19 2K C20 104 TH6 TH7 TP1 R9 200 R16 100K TH5 D1 2AP9 D2 2AP9 TH8 图 11-1 正交鉴频（乘积型相位鉴频）(500KHz) 式中为回路的谐振频率， o f 与调频波的中心频率相等。 Q为回路品质因数。 f 为瞬时频率偏移。 相移与频偏f 的特性曲线如图 11-2 所示。 由图可见：在f=f0即f=0 时相位等于，在范围内，相位 2 f 随频偏呈线性变化，从而

27、实现线性移相。MCl496 的作用是将调频波 与调频调相波相乘，其输出经 RC 滤波网络输出。 2锁相鉴频 锁相环由三部分组成，如图 11-3 所示，它由相位比较器 PD、低通滤 波器 LF、压控振荡器 VCO 三个部分组成一个环路。 锁相环是一种以消除频率误差为目的的反馈控制电路。当调频信号没 有频偏时，若压控振荡器的频率与外来载波信号频率有差异时，通过相位 比较器输出一个误差电压。这个误差电压的频率较低，经过低通滤波器滤 去所含 鉴相器 PD 环路滤波器 LF 压控振荡器 VCO )(tVi)(tVD)(tVC)( 0 tV 图14-4 基本锁相环路方框图 的高频成份，再去控制压控振荡器，

28、使振荡频率趋近于外来载波信号频率， 于是误差越来越小，直至压控振荡频率和外来信号一样，压控振荡器的频 率被锁定在外来信号相同的频率上，环路处于锁定状态。 图 11-2 移相器特性特性曲线 图 11-3 基本锁相环路方框图 2/ o )( f o ffQ/2 图14-3移相网络的相频特性 RA1 10K C4 103 C3 103 C7 474 C1 104 C6 103C8 103 J5 J4 V+ 1 V+ 10 VCO OUT 9 P-IN 3 RF-IN 6 BIAS 7 LPF 5 CAP 12 GAIN 2 LPF 4 TT L O UT 16 GND 8 CAP 13 SE T 1

29、5 OUT 14 VCO OUT 11 U1 NE564 C5 104 J2 R7 2K R4 1K R6 1K R8 1K J3 FM-IN AUDIO OUT C9 1100p C10 110p TH1 TH4 TH3 TH2 J1 R3 10 1 2 3 4 8 7 6 5 S1 C11 47p C12 20p +5 R5 10 图 11-4 锁相鉴频 (500KHz) 当调频信号有频偏时，和原来稳定在载波中心频率上的压控振荡器相 位比较的结果，相位比较器输出一个误差电压，如图 11-4 所示，以使压控 振荡器向外来信号的频率靠近。由于压控振荡器始终想要和外来信号的频 率锁定，为达到锁定

30、的条件，相位比较器和低通滤波器向压控振荡器输出 的误差电压必须随外来信号的载波频率偏移的变化而变化。也就是说这个 误差控制信号就是一个随调制信号频率而变化的解调信号，即实现了鉴频。 四、实验步骤 1乘积型鉴频器 调谐并联谐振回路，使其谐振(谐振频率 fC=500KHz)。方法是将峰峰 值 Vp-p=500mV 左右 fC=500KHz、调制信号的频率 f=1KHz 的调频信号从 J6 端输入，按下“FM”开关，将“FM 频偏”旋钮旋到最大，调节谐振回 路电感 L1 使输出端获得的低频调制信号的波形失真最小，幅度最大。)(tvo 2锁相鉴频 1）观察系统的鉴频情况 将峰峰值 Vp-p=500mV

31、 左右 fC=500KHz，调制信号的频率 f=1KHz 的 调频信号从 J4 输入，将 S1的 3 拨上，观察 J2 输出的解调信号，对比调制 信号，改变调制信号的频率，观察解调信号的变化。或改变 RA1观察 J1、J2 处波形。 五、实验报告要求 1.说明乘积型鉴频鉴频原理。 2.根据实验数据绘出鉴频特性曲线。 3.说明锁相鉴频的原理。 六、实验仪器 1.高频实验箱 1 台 2.双踪示波器 1 台 3.万用表 1 块 实验十二实验十二 混频器混频器 一、实验目的 1.掌握双平衡二极管混频器频率变换的物理过程。 2.掌握集成模拟乘法器实现的平衡混频器频率变换的物理过程。 3.掌握晶体管混频器

32、频率变换的物理过程和本振电压 V0和工作 电流 Ie对中频输出电压大小的影响。 二、实验内容 1. 研究二极管、模拟乘法器实现的混频器频率变换过程及其优缺点。 2. 研究混频器输出频谱与本振电压大小的关系。 三、实验原理与电路 1.双平衡二极管混频原理 V Vs D2 D1 D3 D3 Ro RS T1T2 RL L 图 12-1 二极管双平衡混频器 二极管双平衡混频器的电路图示见图 12-1。图中 VS为输入信号电压， VL 为本机振荡电压。在负载电阻 RL上产生差频与和频，还夹杂有一些其 它频率的无用产物，再接上一个滤波器（图中未画出） ，即可取得所需的混 频频率。 二极管双平衡混频器的最

33、大特点是工作频率极高，可达微波波段，由 于二极管双平衡混频器工作于很高的频段。图 12-1 中的变压器一般为传输 线变压器。 用两个二极管构成双平衡混频器和用单个二极管实现混频相比，前者 能有效的抑制无用产物。双平衡混频器的输出仅包含（pLS） （p 为奇 数）的组合频率分量，而抵消了 L、C以及 p 为偶数（pLS）众多 组合频率分量。 VVs D3 D3 Ro RLRS T2T1 VVs D2 D1 Ro RLRS T2T1 中a中 中b中 L L 图 12-2 双平衡混频器拆开成两个单平衡混频器 如图 12-3 所示是四只性能一致的二极管组成环路，具有本振信号 VL 输入 J2 和射频信

34、号输 VS输入 J5， 它们都通过变压器将单端输入变为平衡 输入并进行阻抗变换，TP6 为中频输出口，是不平衡输出。 1 2 3 4 8 7 6 5 MIX1 J5 J2 R8 220k J3 TH3 TH1 TH2 Q2 3DG6 C20 101 C18 ? T4 L1 1.2uH C21 101 C17 104 +12 C14 104 C19 104 TP7 TP6 图 12-3 二极管双平衡混频 J5：本振信号输入端（TH2 为其测试口） J2：射频信号输入端（TH1 为其测试口） TP6：混频输出测试口。 C20、C21、L1：带通滤波器，取出和频分量 fLO+fs Q2、C18、T4

35、：组成调谐放大器，将混频输出的和频信号进行放大，以 弥补无源混频器的损耗（R8 为偏置电阻） 。 2.模拟乘法器混频原理 因为模拟相乘器的输出频率包含有两个输入频率之差或和，故模拟相 乘器加滤波器，滤波器滤除不需要的分量，取和频或者差频二者之一，即 构成混频器。 图 12-4 相乘混频方框图 图 12-4 所示为相乘混频器的方框图。设滤波器滤除和频，则输出差频 信号。图 12-5 为信号经混频前后的频谱图。我们设信号是：载波频率为 的普通调幅波。本机振荡频率为。 S f L f 定义混频增益为中频电压幅度与高频电压之比，就有 M A 0 V S V LMF S M VKK V V A 2 1

36、0 图 12-6 为模拟乘法器混频电路，该电路由集成模拟乘法器 MC1496 完 成。 图 12-5 混频前后的频谱图 +12 -12 J7 J8 J9 C12 104 C11 104 C7 104 C15 104 C8 104 R10 1K R11 200 R12 820 R13 820 R7 1K R14 100 R15 3.3K R16 3.3K R21 6.8K R20 510 R17 1k F2 4.5M D2 8.2V C16 104 TH6 TH7 TH8TH9 TP5 SIG+ 1 GNADJ 2 GNADJ 3 SIG- 4 BIAS 5 OUT+ 6 NC 7 CAR+ 8

37、 NC 9 CAR- 10 NC 11 OUT- 12 NC 13 VEE 14 U1 MC1496 图 12-6 MC1496 构成的混频电路 MC1496 可以采用单电源供电，也可采用双电源供电。本实验电路中 采用12V，8V 供电。R12（820） 、R13（820）组成平衡电路，F2 为 4.5MHz 选频回路。本实验中输入信号频率为4.2MHz，本振频率 S f 8.7MHz。 L f 四、实验步骤 1.熟悉实验板上各元件的位置及作用； 2.将 fS=4.5MHz、VSP-P=400mV（由 3 号板提供)的射频电压加到 J2 端，将 fL=8MHz、VLP-P=1V 的本振信号加到

38、 J5 端（可分别在 TH2 与 TH1 处测其电压）：用示波器观察 TP6 波形；用示波器观察 TH3 输出波形；用 频率计测量混频前后波形的频率。 3.保持 fS=4.5MHz，将频率=8.7MHz（幅度 VLP-P600mV 左右） L f 的本振信号从 J7 处输入（本振输入处） ，在相乘混频器的输出端 J9 处用双 踪示波器观察输出中频信号波形。 4.将频率=4.2MHz（幅度 VSP-P300mV 左右）的高频信号（由 S f 三号板提供）从相乘混频器的输入端 J8 输入，=8.7MHz，用示波器观 L f 察 J9 处中频信号波形的变化。 5.用示波器观察 TH8 和 TH9 处

39、波形。 6.调节本振信号电压与输入信号电压相近，重做步骤 25。 五、实验报告要求 1.写出实验目的和任务 2.计算 MIXI 混频增益。 3.绘制所观测到的波形图，并作分析。 4.归纳并总结信号混频的过程。 六、实验仪器 1.高频实验箱 1 台 2.双踪示波器 1 台 实验十三 三极管变频（选做） 一、实验目的 1.掌握晶体三极管变频器变频的物理过程 2.了解本振电压 VL和工作电流 Ie对中频输出电压大小的影响 二、实验内容 1.研究晶体管混频器的频率变换过程 2.掌握如何调整中频频率 3.学会调整频率范围 三、实验原理及实验电路说明 变频电路是时变参量线性电路的一种典型应用。如果此器件本

40、身既产 生振荡电压又实现频率变换（变频） ，则称为自激式变频器或简称变频器。 如果此非线性器件本身仅实现频率变换，本振信号由另外器件产生，则称 为混频器。包括产生本振信号的器件在内的整个电路，称为他激式变频器。 图 13-1 变频原理方框图 变频器的原理方框图如图 13-1 所示。 变频器常用在超外差接收机中，功能是将载波为（高频）的已调波 S f 信号不失真地变换为另一载频（固定中频）的已调波信号，而保持原调 i f 制规律不变。例如在调幅广播接收机中，混频器将中心频率为 5351605KHz 的已调波信号变换为中心频率为 465KHz 的中频已调波信号。 变频的用途十分广泛。除在各类超外差

41、接收机中应用外，在频率合成 器中为了产生各波道的载波振荡，也需要采用变频器来进行频率变化及组 合；在多路微波通信中，微波中继站的接收机把微波频率变换为中频，在 中频上进行放大，取得足够的增益后，再利用变频器把中频变换为微波频 率，转发至下一站。此外，在测量仪器中如外差频率计、微伏计等也都采 用变频器。 三级管变频电路图如图 13-2 所示 图 13-2 三极管变频 Ql为变频管，作用是把通过输入调谐电路收到的不同频率的电台信号 (高频信号)变换成固定的 465KHz 的中频信号。 Ql、T2、CC1 等元件组成本机振荡电路，它的作用是产生一个比输入 信号频率高 465KHz 的等幅高频振荡信号

42、。由于 C9对高频信号相当短路， T1的次级 L 的电感量又很小，为高频信号提供了通路，所以本机振荡电路 是共基极电路，振荡频率由 T2、CC1控制，CC1是双连电容器的另一连，调 节它可以改变本机振荡频率。T2 是振荡线圈，其初次级绕在同一磁芯上， 它们把 Ql的集电极输出的放大了的振荡信号以正反馈的形式耦合到振荡回 路，本机振荡的电压由 T2的抽头引出，通过 C10耦合到 Ql的发射极上。 混频电路由 Ql、T3的初级线圈等组成，是共发射极电路。其工作过程 是：调制信号从 J4 输入，经选频回路选频，通过 Tl的次级线圈送到 Ql的 基极，本机振荡信号又通过 C10送到 Ql发射极，调制信

43、号和本振信号在 Ql 中进行混频，由于晶体三极管转移伏安特性的非线性特性，产生众多的组 合频率，其中有一种是本机振荡频率和调制信号频率的差等于 SL qfpf 465KHz 的信号，这就是中频信号。混频电路的负载是中频变压器 T3的初 级线圈和内部电容组成的并联谐振电路，它的谐振频率是 465KHz，可以 把 465KHz 的中频信号从多种频率的信号中选择出来，并通过 T3的次级线 圈耦合到下一级去，而其它信号几乎被滤掉。 四、实验步骤 1.熟悉实验板上各元件的位置及作用 2.测试静态工作点 调节 RA1，使得 Ie的电流为 0.3mA 左右（即用万用表量得 R9两端电 压为 0.6V 左右）

44、 。测出 Vce值。 3.调谐中频频率 先将 C10短接使本振停振，以免造成对中频调谐工作的干扰。打开本 实验电路电源，并将双连可变电容调谐盘顺时针调到最大值，然后在 TP2 处输入 465KHz 的高频信号、用无感起子调试中周 T3，用示波器观测输出 波形，如在 TH5 处观察到最大幅度波形输出，则电路谐振在 465KHz。 4.调整频率范围 调整频率范围是通过调整本机振荡线圈 T2 和振荡回路的补偿电容来 实现的。在中波波段，规定接受频率范围 535 KHz 1605KHz，也就是要 求双连可变电容器全部旋入时能接收 535KHz 的信号，全部旋出能接收 1605KHz 的信号。这里建议只

45、调振荡线圈 T2， 不调整补偿电容。 5.观察晶体管混频前后的波形变化并加以分析。 五、实验报告要求 1.写出实验目的任务 2.写出变频器的原理 3.思考如何调整频率范围 六、实验仪器 1.高频实验箱 1 台 2.双踪示波器 1 台 3.万用表 1 块 实验十四 模拟锁相环实验 一、实验目的 1.了解用锁相环构成的调频波解调原理。 2.学习用集成锁相环构成的锁相解调电路。 二、实验内容 1.掌握锁相环锁相原理 2.掌握同步带和捕捉带的测量 三、锁相环的构成及工作原理 1.锁相环路的基本组成 锁相环由三部分组成：相位比较器 PD、低通滤波器 LF、压控振荡器 VCO 三个部分组成一个闭合环路，输

46、入信号为，输出信号为， i V t 0 Vt 并反馈至输入端，如图 14-1 所示。 鉴相器 PD 环路滤波器 LF 压控振荡器 VCO )(tVi)(tVD)(tVC)( 0 tV 图151 锁相环组成方框图 (1) 压控振荡器（VCO） VCO 是本控制系统的控制对象，被控参数通常振荡频率，控制信号为 加在 VCO 上的电压，故称为压控振荡器，也就是一个电压频率变换 器。 (2) 鉴相器（PD） PD 是一个相位比较装置，用来检测输出信号与输入信号 0 Vt 之间的相位差，并把转化为电压输出，称 i V t e t e t D Vt D Vt 为误差电压，通常作为一直流分量或一低频交流量。

47、 D Vt (3) 环路滤波器（LF） LF 作为一低通滤波电路，其作用是滤除因 PD 的非线性而在中 D Vt 产生的无用的组合频率分量及干扰，产生一个只反映大小的控制信 e t 号。 c Vt 按照反馈控制原理，如果由于某种原因使 VCO 的频率发生变化使得 与输入频率不相等，这必将使与的相位差发生变化，该 0 Vt i V t e t 相位差经过 PD 转换成误差电压，此误差电压经 LF 滤波后得到 D Vt ，由去改变 VCO 的振荡频率使趋近于输入信号的频率，最后 c Vt c Vt 图 14-1 达到相等。环路达到最后的这种状态就称为锁定状态，当然由于控制信号 正比于相位差，即 (

48、 )( ) De V tt 因此在锁定状态，不可能为零，换言之在锁定状态与 e t 0 Vt 仍存在相位差。 i V t 2.锁相环锁相原理 锁相环是一种以消除频率误差为目的的反馈控制电路，它的基本原理 是利用相位误差电压去消除频率误差，所以当电路达到平衡状态后，虽然 有剩余相位误差存在，但频率误差可以降低到零，从而实现无频差的频率 跟踪和相位跟踪。 当调频信号没有频偏时，若压控振荡器的频率与外来载波信号频率有 差异时，通过相位比较器输出一个误差电压。这个误差电压的频率较低， 经过低通滤波器滤去所含的高频成份，再去控制压控振荡器，使振荡频率 趋近于外来载波信号频率，于是误差越来越小，直至压控振

49、荡频率和外来 信号一样，压控振荡器的频率被锁定在与外来信号相同的频率上，环路处 于锁定状态。 当调频信号有频偏时，和原来稳定在载波中心频率上的压控振荡器相 位比较的结果，相位比较器输出一个误差电压，如图 14-2，以使压控振荡 器向外来信号的频率靠近。由于压控振荡器始终想要和外来信号的频率锁 定，为达到锁定的条件，相位比较器和低通滤波器向压控振荡器输出的误 差电压必须随外来信号的载波频率偏移的变化而变化。也就是说这个误差 控制信号就是一个随调制信号频率而变化的解调信号，即实现了鉴频。 RA1 10K C4 103 C3 103 C7 474 C1 104 C6 103C8 103 J5 J4

50、V+ 1 V+ 10 VCO OUT 9 P-IN 3 RF-IN 6 BIAS 7 LPF 5 CAP 12 GAIN 2 LPF 4 TT L O UT 16 GND 8 CAP 13 SE T 15 OUT 14 VCO OUT 11 U1 NE564 C5 104 J2 R7 2K R4 1K R6 1K R8 1K J3 FM-IN AUDIO OUT C9 1100p C10 110p TH1 TH4 TH3 TH2 J1 R3 10 1 2 3 4 8 7 6 5 S1 C11 47p C12 20p +5 R5 10 图 14-2 锁相环 (PLL) 3.同步带与捕捉带 同步带

51、是指从 PLL 锁定开始，改变输入信号的频率 fi （向高或向低两 个方向变化） ，直到 PLL 失锁（由锁定到失锁） ，这段频率范围称为同步带。 捕捉带是指锁相环处于一定的固有振荡频率 fV，并当输入信号频率 fi 偏离 fV上限值或下限值时，环路还能进入锁定，则称 maxi f mini f 为捕捉带。 vii fff minmax 测量的方法是从 J4 输入一个频率接近于 VCO 自由振荡频率的高频调 频信号，先增大载波频率直至环路刚刚失锁，记此时的输入频率为 fH1 ,再 减小 fi ，直到环路刚刚锁定为止，记此时的输入频率为 fH2，继续减小 fi ，直到环路再一次刚刚失锁为止，记此

52、时的频率为 fL1 ,再一次增大 fi，直到 环路再一次刚刚锁定为止，记此时频率为 fL2 由以上测试可计算得： 同步带为：fH1- fL1 捕捉带为：fH2- fL2 四、集成锁相环 NE564 的介绍 在本实验中，所使用的锁相环为高频模拟锁相环 NE564，其最高工作 频率可达到 50MHz，采用+5V 单电源供电，特别适用于高速数字通信中 FM 调频信号及 FSK 移频键控信号的调制、解调，无需外接复杂的滤波器。 NE564 采用双极性工艺，其内部组成框图如图 14-3 所示，其内部电路原理 图如图 14-4 所示。 图 14-4 NE564 内部电路原理图 A1为限幅放大器，它主要由原

53、理图中的 Q1Q5及 Q7、Q8组成 PNP、NPN 互补的共集共射组合差分放大器，由于 Q2、Q3负载并联有 图 14-3 肖特基二极管 D1、D2，故其双端输出电压被限幅在 2VD=0.30.4V 左右。 因此可有效抑制 FM 调频信号输入时干扰所产生的寄生调幅。Q7、Q8为射 极输出差放，以作缓冲，其输出信号送鉴相器。 相位比较器(鉴相器)PD 内部含有限幅放大器，以提高对 AM 调幅信号 的抗干扰能力；外接电容 C3、C8与内部两个对应电阻(阻值 R=1.3k)分别组 成一阶 RC 低通滤波器用来滤除比较器输出的直流误差电压中的纹波，其 截止角频率为 滤波器的性能对环路入锁时间的快慢有

54、一定影响，可根据要求改变 C3、C8 的值。在本实验电路中，改变 RA1可改变引脚 2 的输入电流，从而实现环 路增益控制。 压控振荡器 VCO 是一改进型的射极定时多谐振荡器。主电路由 Q21、Q22与 Q23、Q24组成。其中 Q22，Q23两射极通过 12、13 脚外接定时 电容 C，Q21、Q24两射极分别经过电阻 R22、R23接电源 Q27、Q25。Q26也作 为电流源。Q17、Q18为控制信号输入缓冲极。接通电源，Q21，Q22与 Q23、Q24双双轮流导通与截止，电容周期性充电与放电，于是 Q22、Q23集 电极输出极性相反的方形脉冲。根据特定设计，固有振荡频率 f 与定时电

55、容 C 的关系可表示为 振荡 频率 f 与 C 的关系曲线如图 14-5 所示。 VCO 有两个电压输出端，其中， VCO01输出 TTL 电平；VCO02输出 ECL 电平。 输出放大器 A2与直流恢复电路 A3是专为解调 FM 信号与 FSK 信号而设 计的。输出放大器 A2由 Q37、Q38、Q39组成，显然这是一恒流源差分放大电路，来自鉴相器的误差 3 1 RC c f C 1600 1 图 14-5 电压由 4、5 脚输入，经缓冲后，双端送入 A2放大。直流恢复电路由 Q42、Q43、Q44等组成，电流源 Q40作 Q43的有源负载。 若环路的输入为 FSK 信号，即频率在 f1与

56、f2之间周期性跳变的信号， 则鉴相器的输出电压被 A2放大后分两路，一路直接送施密特触发器的输入， 另一路送直流恢复电路 A3的 Q42基极，由于 Q43集电极通过 14 脚外接一 滤波电容，放直流恢复电路的输出电压就是一个平均值直流。这个直 流电压 VREF再送施密特触发器另一输入端就作为基极电压。 若环路的输入为 FM 信号，A3用作线性解调 FM 信号时的后置鉴相滤 波器，那么在锁定状态，14 脚的电压就是 FM 解调信号。 施密特触发器是专为解调 FSK 信号而设计的，其作用就是将模拟信号 转换成 TTL 数字信号。直流恢复输出的直流基准电压 VREF（经 R26到 Q49 基极）与被

57、 A2放大了的误差电压 Vdm分别送入 Q49和 Q50的基极，Vdm与 VREF进行比较，当 Vdm VREF时，则 Q50导通，Q49截止，从而迫使 Q54 截止，Q55导通，于是 16 脚输出低电平。当 Vdm VREF时，Q49导通，Q50 截止，从而迫使 Q54导通 Q55截止，16 脚输出高电平。通过 15 脚改变 Q52 的电流大小，可改变触发器上下翻转电平，上限电平与下限电平之差也称 为滞后电压 VH。调节 VH可消除因载波泄漏而造成的误触发而出现的 FSK 解调输出，特别是在数据传输速率比较高的场合，并且此时 14 脚滤波电容 不能太大。 ST 的回差电压可通过 10 脚外接

58、直流电压进行调整，以消除输出信号 TTL0的相位抖动。 五、实验步骤 1.锁相环自由振荡频率的测量 依次选择 S1 的 1、2、3、4 拨码开关（即选择不同的定时电容） ，从 TH1 处观察自由振荡波形，并填写表 14-1。 表 14-1 波形频率(MHz)幅度（Vp-p） S1=1C=20p S1=2C=47p S1=3C=110p S1=4C=1100p 2.同步带和捕捉带的测量 将 S1 的 3 拨上（即 VCO 的自由振荡频率为 4.5MHz） ，J3 和 J5 用连 接线连接，并将 4.5MHz（峰峰值 500mV 左右）的参考信号（记为 fi） 从 J4 输入，从 TH1 处观察

59、VCO 的输出信号，并将 J1 连到频率计，观察频 率的锁定情况，先增大载波频率直至环路刚刚失锁，记此时的输入频率为 fH1 ,再减小 fi ，直到环路刚刚锁定为止，记此时的输入频率为 fH2,继续减小 fi ，直到环路再一次刚刚失锁为止，记此时的频率为 fL1 ,再一次增大 fi， 直到环路再一次刚刚锁定为止，记此时频率为 fL2 由以上测试可计算得： 同步带为：fH1- fL1 捕捉带为：fH2- fL2 3改变 RA1，重做步骤 2，观察 VCO 输出波形的幅度，同步带、捕 捉带的变化。 六、实验报告要求 1.写明锁相环解调原理。 2.同步带和捕捉带的测量。 3.分析 RA1在电路中的作

60、用。 七、实验仪器 1.高频实验箱 1 台 2.双踪示波器 1 台 实验十五实验十五 自动增益控制（自动增益控制（AGC） 一、实验目的 1.掌握 AGC 工作原理 2.掌握 AGC 主放大器的增盖控制范围 二、实验内容 1.比较没有 AGC 和有 AGC 两种情况下输出电压的变化范围 2.测量 AGC 的增盖控制范围 三、实验原理 R7 2.7K C9 104 C3 104 R6 2.7K IN- 4 GND 3 V+ 2 OUT- 1 AGC 5 IN+ 6 GND 7 OUT+ 8 U2 MC1350 C7 104 C8 104 C4 104 J2 R2 200 R1 200 R3 5.