一种实用的小型微功率AC-DC电源的设计

1、摘要随着电力电子技术的飞速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，作为电子产品的动力来源，从日常生活到高尖端的科技，都离不开电源的参与与支持，其重要性是不言而喻的。本文介绍了意法半导体(ST)公司研发的一款电源控制芯片VIPer12A的内部结构及工作原理，介绍了一种采用单端反式激的拓扑结构设计开关电源的方法，并基于电源控制芯片VIPer12A设计了一款功率为2.5W、输出电压为5V的小型化的开关电源。 关键词：小型 反激 VIPer12A PWM目 录一 概述1（一）开关电源的发展1（二）开关电源的基本原理2（三）有关开关电源的几个指标2二 2.5W小

2、功率电源的设计过程3（一）芯片VIPer12A的基本功能结构介绍3（二）基于芯片VIPer12A小型微功率电源的基本结构41、输入整流滤波单元42、功率变压器的设计53、输出整流滤波单元74、控制反馈单元7（三）电源性能测试及结果分析8三 结论8参考文献9附录一10附录二1111一 概述（一）开关电源的发展随着电力电子技术的飞速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，作为电子产品的动力来源，从日常生活到高尖端的科技，都离不开电源的参与与支持，其重要性是不言而喻的。电源按工作原理来分，可以分为线性电源和开关电源。线性电源和开关电源的区别主要是他们的工作方

3、式。线性电源一般是将输出电压取样然后与参考电压送入比较电压放大器，此电压放大器的输出作为电压调整管的输入，用以控制调整管使其结电压随输入的变化而变化，从而调整其输出电压。而开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成，是通过改变调整管的开和关的时间即占空比来改变输出电压的。线性电源技术很成熟，可以达到很高的稳定度，波纹也很小。缺点是需要庞大而笨重的变压器，所需的滤波电容的体积和重量也相当大，而且电压反馈电路是工作在线性状态，调整管上有一定的电压降，在输出较大工作电流时，致使调整管的功耗太大，转换效率低，同时还要安装很大的散热片。体积大，重量重是线性电源最大的缺点。开关电源是通

4、过电子技术实现的，开关电源技术可以追溯到上世纪五十年代，在七十年代随着计算机的发展和功率MOSFET的出现，开关电源也开始了迅速发展。经历了功率半导体器件、高频化和软开关技术、开关电源系统的集成技术三个发展阶段。由于省掉了大体积的工频变压器和散热片，开关电源可以做到体积小、重量轻，而且由于功率器件工作在高频开关状态，所以能做到很高的效率。 缺点是输出纹波会比较大，自身较高的工作频率会对电网和电子设备产生很大的干扰。随着技术和工艺的进一步完善，这些已得到极大的改善。另外，由于功耗小、温升低，大大提高了开关电源的稳定性和可靠性。开关电源对电网的适应性也很强，一般线性电源允许电网波动范围为220V1

5、0%，而开关电源在电网电压在100V250V范围内变化时都能获得稳定的输出电压。开关电源代表着稳压电源的发展方向，人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进。随着各种新技术的不断涌现，新工艺的普遍采用，新产品层出不穷。开关电源正朝着短、小、轻、薄和高度集成化发展。部分开关电源还有待机电路，在待机状态开关电源还在振荡，只是频率比正常工作时要低。这样降低了开关电源的功耗，更符合低碳环保要求。在很多领域线性电源已逐步被开关电源所取代，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换

6、机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 （二）开关电源的基本原理一般来说，开关电源由输入整流滤波、功率变换、功率输出、反馈控制四部分组成。实际的开关电源还有保护电路，功率因数校正电路、电磁兼容电路以及一些其他电路等。开关电源的工作过程一般是这样的，50Hz的交流电压首先经过滤波单元与电网隔离，再由整流桥整流后，由大容量的铝电解电容储能滤波，形成稳定的高压直流。通过功率MOSFET的开关作用，把高压直流变成高频的高压方波，并通过高频变压器把高压方波转换成同频率的低压方波，然后通过二极管整流、电容滤波，得到需要的直流电压。在这个过程中，

7、反馈控制回路负责保证输出电压的稳定性。现在常用的开关电源拓扑结构有以下几种：1单端正激变换器2双管单端正激变换器3半桥变换器4全桥变换器5推挽变换器6单端反激变换器7双端反激变换器（三）有关开关电源的几个指标输入电压范围：一般是85265Vac或者165265Vac1、输出特性输出电压精度：1%负载调整率：0.5%电压调整率：0.2%纹波及噪声：1%温度系数：0.02/2、安全特性隔离电压：一般为2500Vac绝缘电阻：一般100 M保护功能：过压、过流、短路、过热3、环境特性 工作温度：一般为-25+60 存储温度：一般为-40+105二 2.5W小功率电源的设计过程（一）芯片VIPer12

8、A的基本功能结构介绍意法半导体(ST)研发的VIPer12A是一款单片智能功率IC，其组件包括一个60KHz的集成脉宽调制控制器和一个击穿电压为730V的高压功率MOSFET。和同等级别的分立器件相比，这款智能功率IC具有功率转换效率高、成本低廉和空间小的好处。VIPer12A 是一个单封装的产品，在同一颗芯片上整合了一个专用电流式PWM 控制器和一个高压功率MOS管。这种方法可以减少组件数量，降低系统成本，简化电路板设计。VIPer12A有DIP8、SO-8两种封装形式，SO-8封装的芯片可以在85265Vac宽范围输入条件下提供最大不超过5W的功率输出，更适合小型的开关电源的设计要求。其开

9、关频率是固定的60KHz。VDD是控制电路的电压输入端，其引脚电压的可用范围可以从8V36V,这一功能为实现各种特性的设计提供了巨大的灵活性。VIPer12A中包含一个连接在其漏极上的高压启动电流源，芯片内部有比较器监控VDD电压，同时提供两个极限值（8V和14.5V）用于比较。因此，对芯片的电压输入端施加有电压时，只要VDD低于VDDon（14.5V），这一启动电流源立即被激活；而当VDD等于VDDon时，启动电流源关断，器件通过打开、关闭其主功率MOSFET开始工作。这时，因为FB引脚无法接收光电耦合器传来的电流，所以VIPer12A可以满负载工作，输出电压将一直上升到二次环路在光电耦合器

10、内开始发射电流的调节点上。在这一点上，芯片开始调节，而此时FB引脚则可用于接收在电源副边提供正确功率所需的电流。 当VDD超过VDDovp（42V）时，VDD引脚上的过压检测器将使VIPer12A复位。值得注意的是，只有VDD低至VDDoff(8V)时，该过压才会被锁定，以使器件自动恢复正常工作。FB是回路反馈引脚，用于控制器件的操作，它对电流很敏感。VIPer12A的电流控制方式可提供精确的电流和电压调节功能。FB脚可用电压范围为01V。SOURCE端接地，给MOSFET源极提供激励。DRAIN端是内置MOSFET的漏极，连接变压器的Np绕组。（二）基于芯片VIPer12A小型微功率电源的基

11、本结构在各种交流市电供电系统中，电力行业、仪器仪表、工业控制、通讯设备、医疗行业等领域，体积小型的微功率电源模块得到大规模应用，并且随着各种设备的体积越来越小，对模块电源体积的要求会越来越高。基于这种情况，我们设计了这款体积很小的电源。设计电源的外形体积：32*14*20(mm)输入电压范围：85265Vac输出电压精度：2%输出纹波电压：75%1、输入整流滤波单元本设计电源的输入电压是50Hz交流电压85265Vac，需要整流成直流再参与变换。最简单的方法是整流桥整流，50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压，再通过输入滤波电容得到直流高压。1)整流桥的选择整流桥的主要参数有反向峰值电

12、压VRR(V)，正向压降VF(V)，平均整流电流IF(A)，正向峰值浪涌电流IFSM(A)，最大反向漏电流IRM(A)。整流桥的反向击穿电压VRM应满足下式要求：VRM1.25*1.4Vinmax 即1.25*1.4*265=450 V应选耐压600V的整流桥整流桥额定的有效值电流为IF，应当使IF3IRMS。计算IRMS的公式如下：IRMS= Is= P/Vs=2.5/0.75/110=30.3 mA实际选用lA、600V的整流桥，以留出一定余量。2)输入滤波电容器的选择铝电解电容器的额定电压的1.3倍作为电容器的浪涌电压，工作电压高于160V时，是额定工作电压+50V作为浪涌电压，这是生产

13、厂家保证的电压，可以允许在短时间内承受此电压。电容器处于浪涌电压时，电流会很大，如果时间太长，会爆开。 所以铝电容器应该选用额定电压稍高的，实际工作电压为标称额定电压的7080%为宜，所以选用额定电压值为400V的铝电解电容。由于模块电源体积的限制，在85265Vac的输入范围内，前级储能铝电解电容的容值一般选取2倍于输出功率的值，即2.5*2=5，综上，铝电解电容的取值以4.7F/400V为宜。2、功率变压器的设计1) 考虑到2.5W的输出功率实际很小，还有模块电源的体积限制。选择截面积足够而体积尽可能小的EPC13（Ae=12.5mm2）的铁氧体磁芯来完成功率的转换。2) 计算ton原边绕

14、组开关管的最大导通时间对应在最低输出电压和最大负载时发生。 设D=ton/Ts=0.45有：Ts=1/f=1*106/66*103=15.2 ston =D* Ts =0.45*15.2=6.84 s3) 计算最低直流输入电压设电源在最低电压时输出最大负载，计算输入端的直流电压。对于单项交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流电压有效值的1.4倍也不小于1.2倍。现取1.3倍。 即：Vs=85*1.3=110 V4) 选择工作时的磁通密度值已知EPC13的中心柱磁路的有效面积Ae=12.5mm2，饱和磁感应强度在100时是390mT，则65%的饱和值：Bac=390*0.65=250 mT。5

15、) 计算原边匝数因为变压器输入电压是一个方波，一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系：Np=Vs *ton/ (Bac * Ae )式中 Np原边匝数 Vs原边直流电压 ton导通时间 Ae磁芯有效面积即：Np=Vs *ton/ (Bac * Ae )=110*6.84/（0.25*12.5）=240 匝6) 计算副边匝数输出电压5V，整流管压降0.5V，则副边绕组对应电压值为Vo= 5+0.5=5.5V原、副边绕组匝比为Vs*D/【Vo*(1-D)】=110*0.45/【5.5*(1-0.45)】=16.36副边匝数Ns=240/16.36=14.7 匝，取整数15匝7) 自供电绕组的匝数根据V

16、IOer12A芯片的资料，自供电电压取值为11V左右为宜，则Vf=15*（11+0.7）/（5+0.5）=31.9 匝，取整数32匝8) 实际占空比及ton的计算副边匝数取整数15则实际占空比为0.44，ton=15.2*0.44=6.69 s9) 原边电感量的计算设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。设计电源工作在连续模式，这样开关管、线路的损耗都比较小，而且可以减轻输入输出电容的工作应力设计电源工作在连续模式，由能量守恒，有下式：1/2*(Ip1+Ip2)*D*Vs=P/连续模

17、式设计，令Ip2=3Ip1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：Lp= D*Vs/(f*Ip) Ip=Ip2-Ip1=2Ip1；根据设计要求，电源的效率为75%，则电源全周期Ts的平均输入电流Is为Is=P/Vs=2.5/0.75/110=30.3 mA则ton时间内的电流Im=Ip =Is*Ts/ton=30.3*15.2/6.69=68.84 mAIp1=Im/2=68.84/2=34.42 mA Ip2=3Ip1=3*34.42=103.26 mAIp=Ip2-Ip1=103.26-34.42=68.84 mA此电流等于ton时间内的电流变化量iLp=Vs*ton/i=

18、110*6.69/68.84=10.6 mH10) 线径的取值设导线的电流密度为15A/m2原边电流Im=68.84m；副边电流Io=500mA；自供电绕组电流约几十个mA根据计算得0.08mm铜线可走电流75mA；0.27mm铜线可走电流860 mA；0.15mm铜线可走电流260 mA；所以变压器Np、Ns、Nf三个绕组的线径分别取0.08mm；0.27mm、0.15mm；至此，功率电源变压器的主要参数设计完成。同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。3、输出整流滤波单元本设计电源的输出电压是5Vdc，需要先把变压器变换过来的低压方波整流成直流，然后用铝电解电容储能滤波。由于整流的

19、工作频率等于功率开关管的开关频率，必须使用具有快速恢复功能的肖特基整流二极管作为输出整流二极管。输出整流二极管的标称电流（IF）值应为输出直流电流额定值（Io）的3倍以上,即IF13Io，大于1.5A；整流管的反向耐压值的计算输入电压的最高值/匝比=265*1.3/16.36=25.8 V依据此原则，输出整流二极管采用2A/40V的肖特基二极管为宜，反向耐压选择稍高，有利于降低整流管上的损耗。而整流部分使用的铝电解电容不但容量要大，还要有较低的交流电阻，否则就无法滤除电流中的高频交流电成分，同时要考虑铝电解电容的封装体积不能过大，所以选用标称值330F/10V的铝电解电容。为了降低输出纹波，在

20、电源的输出端还要增加LC滤波单元，L取10H左右的4*7的小工字电感，C取100F/10V的铝电解电容。4、控制反馈单元控制反馈电路采用电压基准源TL431+光电耦合器P521组合作为参考、隔离、取样（电路图见附录二）。它可以将输出电压变化控制在1以内。反馈电压由输出端取样。输出电压Vo通过分压电阻R63、R64获得取样电压后，与TL431中的2.5V基准电压进行比较并输出误差电压，然后通过光电耦合器改变VIPer12A芯片的控制端电流IFB，再通过改变PWM宽度来调节输出电压Vo,使其保持不变。光电耦合器的另一作用是对原、副边进行隔离。自供电绕组的输出电压经D31、C32整流滤波后，可给光电

21、耦合器中的三极管提供电压。调整控制反馈单元的任务要确定R61、R62、R63及R64的值。该电路利用输出电压与TL431构成的基准电压比较，通过光电耦合器P521二极管三极管的电流变化去控制VIPer12A芯片的FB端，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。 从VIPer12A的技术手册可知IFB的典型电流应在3mA，PWM会线性变化，因此光电耦合器P521三极管的电流Ice也应应在3mA左右。而Ice是受二极管电流If控制的，我们通过光电耦合器P521的Vce与If的关系曲线可以正确确定光电耦合器P521二极管正向电流If约为5mA。再看电压基准源TL431的要求。从TL431的技术参

22、数知，Vka在2.5V37V变化时，Ik可以在从1mA到100mA以内很大范围里变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。 确定了上面几个关系后，那几个电阻的值就好确定了。根据电压基准源TL431的性能，R63、R64、Vo、Vr有固定的关系：Vo=(1+ R63/R64) Vr 式中，Vo为输出电压，Vr为参考电压，Vr2.50V，先取R64一个值，一般R64的取值为10k，根据Vo的值就可以算出R63R63(Vo/ Vr1)* R64(5/2.51)* 10k10k 再来确定R61和R62。由前所述，光电耦合器P521的If取5mA，先取R61的值为430，则其上的压

23、降为Vr1If* R61=5*430=2.2V由光电耦合器P521技术手册知，其二极管的正向压降Vf典型值为1.1V，则可以确定R62上的压降Vr3Vr1+Vf=2.2+1.1=3.3 V又知流过R62的电流Ir3IkIf，因此R62的值可以计算出来：R62= Vr3/ Ir3= (Vr1+Vf)/( IkIf) =3.3/(20-5)=220根据以上计算得出结果：R61430、R62220、R6310K、R6410K（三）电源性能测试及结果分析根据以上设计方法，对采用VIPer12A设计的2.5W开关电源进行了制作并调试。调试过程中调整了变压器的电感量，由10.6 mH 调整为9 mH R62的参数由220调整为430实测结果表明，