【参考】基于dsp（数字信号处理器）的高压直流开关电源的设计正文

1、0 引言开关电源1是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（pwm）控制ic和igbt构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化

2、。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。 目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100khz、用mos-fet制成的500khz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的

3、可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用r-c或l-c缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1mhz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆hz的变换器的实用化研究。1 绪论1.1 高压直流电源概况高压直流电源在日常生活中，应用于广泛的领域，在电力系统中，广泛的应用于高压电气

4、设备的直流耐压和泄露试验，例如，电缆、避雷器、变压器绕组及发电机现场试验；在医学方面，常用在ct机、x光机等设备；在工业生产中，通过放电来达到静电除尘、激光器、污水处理等等；此外，在科研、军事上也大有用处1。传统的高压直流电源通常用于工频交流电源经升压、直流滤波而获得直流高压。直流高压电源的接线方式很多，有半波整流电路，桥式、全波、倍压、多相整流电路及串级电路等。半波整流电路优点是接线简单，缺点是设备、元件的电压较高，体积、重量、占地面积较大，一般只在实验室内使用。桥式、全波、倍压整流电路等电路较半波整流电路来说，纹波小，但在体积、重量的小型化方面，优越性不太明显。要求容量较大，纹波较小的直流

5、电源还可采用三相或多相交流电源经整流滤波后而获得。高电压、小电流的直流电源通常用串级直流电路。串级直流电路可大大减小试验电源的体积、重量，电路简单，过载能力强，故障率低，但由于采用工频倍压，一般无闭环反馈，因而稳定度差。随着电力电子技术及开关器件的发展，新器件、新材料的进步以及控制的智能化等等，开关电源技术已广泛地应用于高压直流电源技术中。采用开关电源技术产生比工频高上千倍频率的方波或正弦波可以大大减小高压电源的体积和重量，这是高压直流电源的重要发展趋势。用电力电子器件产生直流高压的方框图如图1-1所示，交流电源经整流单元1整流、滤波后，变成低压直流，再经过逆变单元2逆变成高频方波电压，然后经

6、高频高压变压器和串级直流倍压单元3将电压升高到直流高压，反馈单元6将输出的高压信号反馈到控制单元5，控制单元5触发逆变单元2电路中开关管的导通，只要通过调整控制单元5的触发预置电压，就可调节直流高压的输出电压。单元4是触发单元5的辅助电源2。图1-1 电力电子器件产生直流高压原理框图fig.1-1 dc high voltage power electronic devices produced block diagram利用开关电源技术的高压直流电源具有体积小、重量轻、控制精度高、稳定度高、纹波系数低、保护速度快等优点，因此在高压直流电源中有着更广泛的应用。1.2 高压开关电源技术的发展趋势

7、在国外，从70年代开始，日本的一些公司开始采用开关电源技术，将市电整流后逆变为3khz左右的中频，然后升压，美国ge公司生产的amx-2移动式x线机把蓄电池供给的直流电逆变成500hz的中频方波送入高压发生器，从而减小体积和重量。进入80年代后，高压开关电源技术迅速发展，德国西门子公司采用功率晶体管做主开关元件，将电源的开关频率提高到20khz以上，并将干式变压器技术成功地应用于高频高压电源，取消了高压变压器油箱，使变压器系统的体积进一步减小。近十几年来，随着电力电子技术的进步和开关器件的发展，高压开关电源技术不断发展。突出的表现是频率在不断提高，高压开关电源的功率也在不断地提高，10kw30

8、kw的大功率高压开关电源已相当成熟，更高功率的高压开关电源也得到了很快的发展。电力电子器件和控制技术的发展使得更高频成为可能，出现了各种软开关电源。微电子集成技术的发展为电力电子控制技术提供了新的思路，由最初的分立元件发展到集成电路、大规模集成电路再到后来的微处理器的出现，都为高频电源的控制技术带来了极大的便利。近年来，ti、motorola、adi等公司相继推出了适用于开关电源使用的dsp芯片，且功能越来越完善，性能也越来越优越。 综上所述，60年代开始出现开关电源，80年代开始出现软开关技术，90年代开始用dsp进行控制开关电源。开关电源经历了由模拟控制到数字控制，由低频到高频的过程。由此

9、我们可知，高压开关电源有两大发展方向：一是频率不断提高；二是功率不断提高。我国自80年代初开始对高频化的高压大功率开关电源技术进行研究，分别列入了“七五”、“八五”、“九五”国家重点攻关项目。国家“八五”攻关项目(85-805-01)，200kv高压直流开关电源的研制，输出功率达20kw；静电除尘高压直流电源也实现了高频化，采用全桥零电流开关串联谐振逆变电路将直流高压逆变为高频电压，然后由高频变压器升压，最后整流为直流高压，在电阻负载条件下，输出直流电压达到55kv，电流达到15ma，工作频率为25.6khz。在我国开关电源的控制领域，dsp芯片的研制还处于起步阶段，但其算法的研制已经有了较大

10、的发展。dsp芯片和控制算法的出现，使得开关电源的控制技术朝着全数字化、智能化和网络化的方向发展，对电力电子技术的发展起到了巨大的推动作用。总而言之，我国的高压开关电源技术已取得了很大的进步，但与国外还是相差甚远，特别是大功率高压开关电源尚未研发成功。 1.3 选题思想及主要研究工作1.3.1 选题思想电源大致可分为线性稳压电源和开关稳压电源两大类。所谓线性稳压电源，就是其调整管工作在线性放大区。线性稳压电源的主要缺点是变换效率低，一般只有35%65%；开关稳压电源的调整管工作在开关状态，开关频率可以大幅度地提高，主要的优点表现在变换效率高，可达75%95%。我们知道，传统的大中功率电源大多是

11、线性稳压电源，采用工频变压器直接升压，虽然电路比较简单，但是频率低，体积、重量大、且纹波、稳定性均差强人意。随着现代电力电子技术和和新型电力电子器件如mosfet、igbt的迅速发展，使高压电源高频化得以顺利实现，从而大大降低了电源的体积和重量。本文根据设计的要求，电源的开关频率达到20khz，电源效率达到85%以上。按照dc/dc变换器中开关管的开关方式分类，dc/dc变换器可分为硬开关和软开关两种。硬开关方式是指dc/dc变换器的开关管在承受电压、流过电流的情况下接通或断开，因此在开通或关断过程中伴随着较大的损耗，即所谓的开关损耗。在硬开关方式下，当dc/dc变换器工作状态一定时，开关管的

12、开通和关断损耗也是一定的，因此开关频率越高，开关损耗越大，这是制约着开关电源进一步高频化的关键因素。80年代迅速发展起来的谐振开关技术为解决降低器件的开关损耗和提高开关频率找到了有效方法，引起了电力电子技术领域和工业界同行的极大兴趣和普遍的重视。研究本课题的主要理论意义有一下三点：一是dsp技术在开关电源中的应用；二是利用变压器漏感来实现的软开关技术；三是高频变压器和倍加器的优化设计。1.3.2 主要研究工作 本文预计设计一台高压直流开关电源，具体参数如下：1） 输入电压：交流220v；2） 输入频率：50hz；3） 输出电压：100kv；4） 电源功率：100w；5） 开关频率：20khz；

13、6） 纹波系数：0.5%；7） 转换效率：85%。2 开关电源的原理及控制方案设计2.1 高频开关电源的pwm技术2.1.1 开关电源的基本原理首先我们要了解的是高频开关电源主要组成部分，它主要由输入整流滤波器、高频开关变换器、高频变压器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路、辅助电源等几部分组成。其基本原理是：交流输入电压经整流滤波后成为一粗糙的直流电压，高频变换器将这一直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器变压和隔离，最后经过输出整流滤波电路，将变压器输出的高频交流电压整流滤波得到高质量、高品质的直流电压。采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断工作，控制开关元件的导通时间占空比来

14、调整输出电压。开关电源中的dc/dc变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有启动电路、过流及过压保护电路、噪声滤波器等部分组成。反馈回路检测输出电压变化，与基准电压比较，其误差电压通过放大器放大和脉宽调制(pwm)电路，再经过驱动器控制开关器件的通断时间比，从而调整输出电压的大小。图2-1 开关电源基本原理图fig.2-1 the basic principles of map switching power supply1） 输入电网滤波器：消除来自电网的各种干扰。同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散而污染电网。2） 输入整流滤波器：将电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器

15、提供纹波较小的直流电压。而且，当电网瞬时停电时，滤波电容器储存的能量尚能使开关电源输出维持一定的时间。3） 高频开关变换器：把直流电压变换成高频交流电，经过高频变压器再变成所需要的隔离输出交流电压。4） 输出整流滤波：将变换器输出的高频交流电压滤波得到需要的直流电压。同时还防止高频噪音对负载的干扰。5） 控制电路：检测输出直流电压，与基准电压比较，进行隔离放大，调制振荡器输出的脉冲宽度，从而控制变换器以保证输出电压的稳定。6） 保护电路：在开关电源发生过电压、过电流或短路时，保护电路使开关电源停止工作以保护负载和开关电源本身。 7） 辅助电源：整个电源电路设计要用到一些芯片，而这些芯片都需要单

16、独供电，为控制电路和保护电路提供满足一定技术要求的直流电源以保证它们工作稳定可靠。2.1.2 pwm技术 1） 高频开关电源的电路结构： a. 按驱动方式分：自激式和他激式。 b. 按电路组成分：谐振型和非谐振型。 c. 按隔离和耦合方式分：有隔离式和非隔离式，有变压器耦合及光耦合等。 d. 按控制方式分：pwm；pfm；pwf与pfm混合式。以上的组合可构成多种方式的开关电源。在工程应用中，我们经常要求电力电子变换器能对输出电流、电压、功率及频率进行有效灵活的控制。采用基频控制的逆变器输出为方波，含较多谐波，动态响应慢，效率低，只能应用于小功率设备。针对基频控制的不足，60年代提出了脉宽调制

17、控制法，解决了当时变换器存在的问题，为近代交流调速开辟了新的发展领域。pwm控制器通过重复通/断开关工作方式把一种直流电压(电流)变换为高频方波电压(电流)，再经过整流平滑后变为另一种直流电压输出。pwm变换器由功率开关管、整流二极管和滤波电路等元件组成。pwm控制器对逆变电路开关器件的通断进行控制，输出一系列幅值相等而脉宽不相等的脉冲，用这些脉冲代替正弦波或所需的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。采用pwm的逆变电路可同时解决改善电压和波形的双重任务。 2） 软开关技术的提出目前开关电源普遍采用脉宽调制技术，在这种变换方式中，开关器件

18、在高电压、大电流下导通关断。如图2-2是开关管开关时的电压和电流波形。图2-2 开关管硬开关时的电压电流波形fig.2-2 switch hard-switching voltage and current waveforms when 由于开关管不是理想器件，在开通时开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，产生损耗，我们称之为开通损耗(turn-on loss)。当开关管关断时，开关管的电压不是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的电流也不是立即下降到零，也有一个下降时间。在

19、这段时间里，电流和电压也有一个交叠区，产生损耗，我们称之为关断损耗(turn-off loss)。因此在开关管开关工作时，要产生开通损耗和关断损耗，统称为开关损耗(switching loss)3。在一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低。开关损耗的存在限制了变换器开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。同时由于受到开关器件寄生电容和变压器漏感的影响，开关器件承受了较大的du/dt和di/dt，工作中产生较强的电磁干扰。为了解决上述问题，国际上开始研究软开关技术，即开关器件的导通与关

20、断都在零电流或零电压下进行，减小了开关器件的损耗及电磁干扰，提高了开关电源的频率及功率水平。2.2 软开关技术的发展2.2.1 软开关的优点按开关管的开关条件，直流变换器可以分为硬开关和软开关两种。传统pwm变换器中的开关器件工作在硬开关状态，硬开关工作有开通和关断损耗大、感性关断问题、容性开通问题及二极管反向恢复等四大缺陷，妨碍了开关器件工作频率的提高。为了克服以上缺点，我们采用了软开关技术。最理想的软开通过程：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，此时开通损耗近似为零。另外，因器件开通前电压已下降到零，器件结电容上的电压亦为零，故解决了容性开通问题，意味着二极管已经截止，其反向恢复过程

21、结束，因此二极管反向恢复问题也得到解决。最理想的软关断过程：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，关断损耗近似为零。由于器件关断前电流己下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题也得到解决。由上可知，软开关技术可以解决硬开关pwm变换器的开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题、二极管反向恢复问题，大大提高了开关器件的工作频率。同时也能解决由硬开关引起的电磁干扰问题。变换器的软开关技术实际上是利用电感和电容来对开关的开关轨迹进行调整，最早的方法是采用有损缓冲电路来实现。从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路消耗掉，从而改善开关管的开关条件。这种方法对变换器的变换效率没有提高，

22、甚至会使效率有所降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，这是真正减小开关损耗，而不是开关损耗的转移。2.2.2 软开关技术的分类 全谐振型变换器，一般称之为谐振变换器。该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。按负载与谐振电路的连接关系，谐振变换器可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称为串联负载谐振变换器；另一类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载谐振变换器。在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。该变换器与负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制方法。 1） 准谐振变换器和多谐振变换器。这是

23、软开关技术的一次飞跃，这类变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某一阶段，不是全程参与。根据谐振开关的用途，准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。多谐振变换器一般实现开关管的零电压开关。这类变换器需要采用频率调制控制方法。 2） 零开关pwm变换器。它可分为零电压开关pwm变换器和零电流开关pwm变换器。该类变换器是在准谐振变换器的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现pwm控制。与准谐振变换器不同的是，谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/101/5。 3） 零转换pwm变换器。它可分为零电压转换pwm变

24、换器和零电流转换pwm变换器。这类变换器是软开关技术的又一飞跃。它的特点是变换器工作在pwm方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，其他时间则停止工作，从而减小了辅助电路的损耗。 在直流开关电源的软开关技术中，还有无源无损软开关技术，即不附加有器件，只是采用电感、电容和二极管来构成无损缓冲网络。2.3 移相控制zvs pwm dc/dc全桥变换器2.3.1 变换器的控制方式控制电路是高频开关电源的很重要的部分，是电源系统可靠工作的保证。开关电源的控制方式基本上都采用时间比率控制（trc）方式。此方式可分为三类：宽度调制方式、脉冲频率调制方式、混合频率调制方式。

25、目前,以脉冲调制pwm应用最广，本设计采用pwm，即脉冲宽度调制型变换器来电路的占空比进行控制而得到理想的输出电压。图2-3是脉宽调制原理图。图2-3 脉宽调制原理图fig.2-3 pwm schematic基准芯片：芯片内大部分电路由它供电，同时，兼作误差放大器的基准电压输入。振荡器：由恒流充电快速放电电路以及电压比较器组成，震荡频率由外接rc元件所决定，频率f=1/rc。差放大器：将取样电压和基准电压比较放大，送至脉宽调制电路输入端。门电路：门电路输入分别受分频器和脉宽调制器的输入控制。分频器：将振荡器的输入分频后输出，控制门电路输出脉冲的频率。2.3.2 全桥直流变换器pwm控制方式全桥

26、变换器的控制方式为双极性控制方式，工作在硬开关状态下。开关管q1和q4、q2和q3同时开通和断开，两对开关管以pwm方式交替开通和关断，其开通时间均不超过半个开关周期，即它们的导通角小于180度。当q1和q4导通时，q2和q3上的电压为ui，反之亦然；当四个开关管都处于截止状态时，每个开关管承受的电压为ui/2。由高频变压器的漏感与开关结电容在开关过程中产生的高频振荡引起的电压尖峰，当其值超过输入电压时，钳位二极管d1-d4导通，使开关管两端的电压波形被钳制在输入电压上4。这种控制方式下，功率变换是通过中断功率流和控制占空比的方式来实现的，其工作频率是恒定的；其工作波形如图2-4所示。图2-4

27、 双极性控制方式工作波形图fig.2-4 bipolar waveform control method of work2.3.3 开关电源移相控制软开关基本原理本电源主电路采用的是移相控制方式，在这种方式下，全桥变换器可以实现零电压开关、零电压零电流开关和零电流开关三种软开关方式。由于本文研究的电源输出电流很小，所以重点介绍零电压开关pwm全桥变换器。下面详细介绍移相控制pwm软开关实现的过程。由四只开关管的导通情况可知，dc/dc全桥变换器存在+1,0，-1三种工作状态。在讨论软开关的实现之前，先说明全桥变换器的三种工作状态。第一种就是+1状态，当q1和q4同时导通时，加在变压器原边ab两

28、点上的电压为正的输入电压，即vab=(+1)vin。第二种就是0状态，当q1(d1)q2和(d2)同时导通或q3(d3)和q4(d4)同时导通，vab=0=（0）vin。第三种就是-1状态，当q2和q3同时导通时，vab=(-1)vin。根据开关管的三种工作状态，全桥变换器有三种切换方式：(+1/01或01/+1)；（+1/0或-1/0）；(0/+1或0/-1)。图2-5 移相控制zvs pwm dc/dc全桥变换器主电路fig.2-5 phase shift control zvs pwm dc / dc full-bridge converter main circuit如上图，lr是变压

29、器的漏感。当q1和q4（或q2和q3）同时关断时，由于lr的存在，原边电流ip不会立即减小到零，这时q1和q4（或q2和q3）中的电流立即转到d2和d3（d1和d4）中，vab=(-1)vin或vab=(+1)vin，出现+1/-1(或-1/+1)切换方式。这个电压使原边电流减小到零。为了实现开关管的软开关的特性，给他们分别并联吸收电容，如图2-5所示，c1、c2、c3、c4即为吸收电容。当开关管断开时，原边电流给关断管如q1和q4的并联电容c1和c4充电，同时给c2和c3放电。这样就限制了q1和q4的电压上升率，实现了q1和q4的软关断。当c1和c4的电压上升到vin时，c2和c3的电压同时

30、下降为零，q2和q3的反并二极管d2和d3导通，为q2和q3提供了零电压开通的条件。但是如果此时开通q2和q3，变压器原边出现的就是占空比为1的交流方波电压，不能实现pwm控制。为了实现pwm控制，在q2和q3的反并二极管d2和d3导通时，不能开通q2和q3。由于vab=(-1)vin，原边电流ip将在此负电压的作用下减小，并回到零。由于四只开关管都处于关断状态，其并联电容就会与漏感产生谐振。原边电流ip反向增加，c1和c4放电，c2和c3充电。那么当q2和q3开通时，其并联电容c2和c3的电压不为零，其电荷直接通过开关管释放，电容的能量全部消耗在q2和q3中，导致开关管发热，而且在开关管中产

31、生开通电流尖峰，损坏开关管，也不能实现软开关。由上面分析可知，在斜对角两只开关管同时关断的切换方式下，出现了+1/-1或-1/+1的切换方式，无法实现开关管的软开关。但是，如果将斜对角两只开关管的一导通时间相对错开一个时间，即一直开关管提前开通一段时间，关断时间不变；另一只开关管开通时间不变，关断时间延迟一段时间。就会改善开关管的开关状态。将开关管q1和q3提前开通，并定义q1和q3组成的桥臂为超前桥臂，开关管q2和q4滞后关断，并定义q2和q4组成的桥臂为滞后桥臂。采用移相控制方式时，在图2-5所示的电路中，当q1，q4均导通的时刻，变压器原边上的电压为(+1)vin，电流ip流经q1、变压

32、器原边、q4。关断时，首先关断q1，ip给c1充电，给c3放电。由于c1和c3的存在，限制了q1端电压的上升率，q1实现零电压关断。由于变压器漏感和滤波电感的存在，ip近似不变。当c3电压降到零时，d3自然导通，为q3的零电压开通创造条件，此时提前开通q3，q3的开通损耗基本为零。在此状态下，变压器原边的电压为零，该切换方式为(+1)/0切换方式。在斜对角两只开关管工作时，q3的关断和q1的开通，其工作原理是完全一样的。接下来如果ip足够大，当q4关断时，ip给c4充电，同时给c2放电。由于有c2，c4存在，q4是零电压关断。当c2电压下降到零时，d2自然导通，此时可以零电压开通q2。这时高频

33、变压器原边电压为(-1)vin，所以该切换方式为0/-1切换方式。这种零电流开关方式，开关管两端不能并联电容。另外当一次电流减到为零后，不能反向增加，不然就失去了零电流开关的条件。由以上分析可知，直流全桥变换器在移相pwm的控制方式下，超前臂容易实现zvs，而滞后桥臂既可以实现zvs，也可以实现zcs。3 主电路的设计3.1 高压直流电源整体电路框图 本系统由主电路和控制电路两部分组成，如图3-1所示。主电路部分主要包括变换器和升压电路两个部分。电源的输入为220v工频交流市电，在进行了整流滤波后，得到大约300v左右的直流电。变换器的核心部分采用lcc负载谐振移相式零电压全桥变换器，实现高频

34、化，得到频率为20khz的交流信号，再经过高频升压变压器和倍压整流器得到直流高压输出。控制部分，采用快速稳定的dsp作为核心控制器，产生pwm波形，通过光耦隔离，并有igbt自保护的专业集成驱动器ir2110来驱动主电路中的开关管，与采样电路配合，可对输出进行稳压5。图3-1 基于dsp控制的高压直流电源框图fig.3-1 dsp-based control of high voltage dc power supply diagram3.2 谐振变换器本高压直流电源采用lcc谐振移相控制全桥逆变电路，本节介绍几种常见的负载谐振电路：lc串联负载串联谐振变换器、lc并联负载并联谐振变换器和lc

35、c串并联谐振变换器。3.2.1 串联谐振变换器串联谐振变换器如图3-2所示，负载与谐振回路l-c以串联形式输出称为串联谐振变换器。图中v2为输入直流电源，由工频整流得到，m1m4及d1d4组成全桥逆变器，cr为谐振电容，lr为谐振电感，l为变压器漏感，c为高压变压器的分布电容，为输出滤波电容，为负载电阻，t为理想变压器。串联谐振变换器通过l、 lr、 cr的串联谐振来实现软开关，它的主要优点是串联谐振电容可以作为隔直电容，因此这种电路可以不加任何其它结构而用于全桥逆变器中，并避免了磁路的不平衡。而且当开关频率低于谐振频率1/2值后，随负载的变化，输出电流基本保持不变，即具有电流源特性，使电路具

36、有固有的短路保护能力。它的主要缺点是，在没有负载时，电路没有了电压调节能力，负载越来越轻时，电压调节性能越来越差。另一个缺点是在输出整流滤波电路中，电流的纹波会很大，这种缺点在低压大电流情况下尤为突出，因此这种电路更适合于高压小电流的应用场合。图3-2 串联谐振变换器电路fig.3-2 series resonant converter circuit3.2.2 并联谐振变换器并联谐振变换器如图3-3所示，负载与l-c谐振回路以与谐振电容并联形式输出称为并联谐振变换器。图中cr为并在变压器两端的谐振电容。这种电路拓扑结构将高压变压器的分布参数全部包括在谐振回路中了，若高压变压器设计合理，分布参

37、数匹配得当，可以省去谐振电容及电感的设计，使电路更简化。同串联谐振变换器相比，此种电路结构在空载情况下，可以进行电压调节。它的主要缺点是，相对于串联谐振变换器输入电流随负载变化比较大，当负载电阻r2增大时(即负载变轻时)通过提高频率来调节电压，但此时电流并未减小，反而有所增大，使电源的损耗增加，效率不会很高。因此这种结构的变换器更适合于固定负载电路或负载变化不大的低压大电流中的场合。图3-3 并联谐振变换器电路fig.3-3 parallel resonant converter circuit3.2.3 lcc串并联谐振变换器 负载在l-c谐振回路中以与谐振电容的一部分并联形式输出称为串并联

38、混合谐振变换器(sprc)6，如图3-4所示，图中负载与cp以并联形式输出，与cr以串联形式输出。这种电路形式在一定频率下具有并联谐振变换器的特点，而在一定频率下又具有串联谐振变换器的特点。因此这种变换器的频率特性较为显著。该变换器在不用输出变压器时的输出电压也可高于或低于电源电压。图3-4 串并联混合变换器电路fig.3-4 series-parallel hybrid converter circuit综上的三种谐振变换器电路，由于电压和电流波形均为正弦波，其emi很小，在中频感应加热场合得到了广泛地应用。有些通讯用开关电源也可采用谐振变换器，其开关频率范围为180450khz。它们的基本

39、控制方式都是频率调制，通过控制频率来调节输出电压，这是这类变换器共同的缺点。变化的开关频率使得变换器的高频变压器、输入滤波器和输出滤波器的优化设计变得十分困难。本文结合串并联谐振变换器的优点，主逆变电路采用lcc混合谐振电路，由于其频率控制方式的诸多缺点，在保证lcc谐振电路实现零电压开关的基础上，本文采用移相控制zvs pwm全桥逆变器技术。3.3 负载谐振式全桥逆变电路的结构图3-5 主电路结构fig.3-5 circuit structure如图3-5所示，主电路采用igbt作为主开关元件，为lcc全桥逆变电路。lcc谐振电路为开关元件提供零电压开通条件，变压器二次侧为高频高压变压器和倍

40、压整流器件。采用lcc谐振电路主要原因是：变压器二次侧输出为高电压小电流，无法采用滤波电感，这使得传统的靠电感传递能量的dc/dc型变换电路不再适用；lc串联谐振串联负载电路不能开路，lc串联谐振并联负载电路不能短路，而lcc串并联谐振电路兼顾了串联和并联谐振电路优点以及克服了它们的缺点，输出电压可以高于或低于输入电压，而且负载变化范围宽，因此获得了广泛重视和应用7。3.4 高频高压变压器及倍压整流电路的设计3.4.1 高频高压变压器的设计高压电源的高频化可以使电源装置小型化，系统的动态反应速度加快；电源装置效率提高；并能有效的抑制环境噪声污染。但高压电源高频化发展的阻碍主要体现在高频高压变压

41、器上，其主要问题为：频变压器体积减小，但绝缘问题突出；电压输出高则变压器的变比较高，而大变比必然使变压器的非线性严重，使其漏感和分布电容大大增加。本文中变压器的设计采用一级隔离和二级升压的方式，设计成两个变压器，把逆变器同高压倍加器分开，升压变压器同倍压电路一起密封在油箱内，把低压和高压部分分开，这样安装和使用时既安全又可靠，第一级变压器只起隔离变压器的作用，在设计上第一级变压器的初级和次级线圈匝数与第二级变压器的初级线圈匝数是一样的。因此下面重点介绍第二级变压器的设计。图3-6为高频高压变压器等效电路简化模型，它由漏感ld、副边分布电容cp和理想变压器组成。漏感相同时工作于高频fs下的感抗较

42、工频下增加fs/50，严重限制了功率输出；分布电容相同时高频下的容抗较工频下减小至fs/50，导致空载电流大，功率因数低，空载发热问题突出。本设计恰恰利用变压器漏感大的特点，通过串入谐振电容组成谐振变换器，大大提高了转换效率，并减小了电磁干扰。图3-6 高频高压变压器等效电路fig.3-6 high-frequency high-voltage transformer equivalent circuit磁芯选用铁氧体磁芯，虽然铁氧体在饱和磁感应强度、温度特性、机械强度等方面都不如硅钢片，但是它的最大特点是电阻率非常大(一般为)，比硅钢片大百万倍，因此铁氧体的涡流损耗很小，即它有非常小的高频损

43、耗，本文选用了ee型mx0-2000铁氧体铁芯，查表得到，它的铁芯截面积为，窗口面积为。初级匝数： (3-1)为了使np满足变换电路输出最高电压的要求，输入直流电压e及导通脉宽宽度均应取最大值，故取e=300v，由于变换器工作频率为20khz，t=50us，取=25us。在选择磁感应强度时，为防止铁芯饱和，取b=3000gs，=1.2，则为52。实际选为50。高压变压器的输出电压直接供给倍压电路，输出电压的值越高越好，变压比越大越好，但要考虑到初次级间的绝缘问题，因此把变压比定在20，次级匝数=1000。绕组导线的线径：(mm) (3-2)根据设计要求，变换器最大输出功率为100w，考虑到30

44、%40%的损耗，电源提供的功率150w，直流供电电压最大值为300v，因此初级供电电流为：(3-3)次级电流：(3-4) 则第一级变压器初、次级绕组、第二级变压器初级绕组线径d1为：(3-5)第二级变压器次级绕组线径为： (3-6)实际制作中，采用的是0.51mm的漆包线，采用的是0.12mm漆包线。3.4.2 高频倍压整流电路的设计在本电源设计中，采用升压变压器和倍压整流电路来进行两级升压的理由为：变压器的工艺有限，很难做到如此高变比的变压器；即使采用高变比的高频变压器，则其分布参数将变得更加复杂，使得前级的逆变电路的设计变得困难。所以采用升压变压器和倍压整流电路来进行两级升压。现就图3-7

45、所示的四倍压整流电路进行分析。在分析过程中，均假设各电容的充电速度远大于放电速度，并将导通的二极管用短路线来代替。此电路是将整流电路串联连接，电容器按每隔一接点的方式接入，分布在两侧，呈叠层形。由于电容器是层叠串联，其结果可产生ne电压，并且使用耐压为e的电容器即可满足要求。图3-7 四倍压整流电路fig.3-7 four times the pressure circuit 开始工作后，在第一周期的正半周，电压u经二极管给电容充电到，在负半周u与上的电压串联起来给充电。在下一周期的正半周，电压u在给充电的同时，由于已导通，上尚无电压，故将通过、向充电；在负半周，u与在向充电的同时也向尚无电压

46、的充电8。四倍压电路在这个周期正、负半周的工作过程如图3-8所示：(a)(b)图3-8 倍压电路工作过程fig.3-8 voltage circuit process 由此可看出，在这种倍压整流电路中其能量是由前向后逐步传递的，每过半个周期便向后传递一步。四倍压整流电路经过4个半周期，即两个周期就有一部分能量传到最后的电容c4上。在以后的各周期中，正半周重复图3-8(a)的过程，负半周重复图3-8(b)的过程。经过若干个周期后，除电容c1上的电压为u0外，其余电容上的电压均为2u0。负载rl上得到的电压为c2、c4上电压之和，即4u0，见图3-8所示。以此类推，对于三级(六倍压)整流电路，也可

47、以得到相同的结论。 本文采用了一种双向倍加器的方案，即把高压变压器安装在倍压电路的中间，如图3-9所示，这样整个电路相当于两个六级倍加器串联。这样做的目的主要是为了减小倍加器内部压降，提高直流电源的稳定度和效率，增强负载能力，可以大幅度地减小电源输出的纹波系数。变压器内部压降计算公式为：(3-7)整个倍加器的直流输出电压为： (3-8)图3-9 双向倍压器电路原理图fig.3-9 bi-directional voltage multiplier circuit schematic为倍加器的输入电压，也即高压变压器的输出电压，由前面的分析知，变压器的输入最大电压为300v，变比为20，考虑变压

48、器内部的损耗，取变压器效率为70%，则=4200v，通过计算取n=6，f=20khz，输出电流为2ma，选用的电容参数为耐压25kv，容量为5000pf，硅堆的参数为耐压30kv，漏电流小于8ua，这些电容和硅堆都是向厂家定制的。则(3-9)实际中可以通过调整身高来达到额定的最大输出电压100kv。3.5 主电路功率元器件的选择在本设计中，功率元器件选用的是igbt管。首先，我们要了解igbt管的工作原理：igbt由栅极电压正负来控制，当加上正栅极电压时，绝缘栅下形成沟道，igbt导通，pnp晶体管提供了流动的基极电流，从而使pnp管导通。当加上负栅极电压时，igbt工作过程相反，形成关断。3

49、.5.1 igbt管的特点简介igbt有如下特点： 1） 一种电压控制器件。在g-e间加正电压时igbt导通，相当于在pnp管接了一个低值电阻，于是pnp管导通；当g-e间电压为0时，igbt关断，pnp管由于无基极电流流通，所以也关断。2） igbt比mosfet耐压高，电流容量比mosfet大。3） 开关速度比双极型晶体管快。4） 通过控制栅压实现过电流保护。3.5.2 igbt管的驱动在本电源中，全桥逆变电路中的功率开关器件igbt是由dsp发出的pwm波来控制的。但是dsp发出的信号为小信号，难以直接驱动igbt，所以需要在二者之间加驱动电路。接下来对全桥逆变电路中igbt的驱动电路加

50、以介绍。本设计中的驱动信号由dsp产生幅值为3v的pwm信号，经过驱动电路输入到igbt管的栅极。因dsp事件管理器模块输出为100khz的pwm信号，所以本设计中的光耦合采用高安华生产的高速光耦hcpl-0710，它的速度可达15m。驱动芯片采用国际整流公司的半桥逆变电路ir2181，该芯片具有速度快，驱动电压高等特点，特别适合于驱动igbt等器件9。具体设计电路见下图3-10，左侧为dsp事件管理器输出pwm信号，然后经过高速光耦hcpl-0710，输出给半桥式逆变芯片ir2181，从而去控制功率管igbt开通与关断。图3-10 全桥逆变电路的驱动电路fig.3-10 full-bridg

51、e inverter circuit drive circuit3.6 输入整流滤波 单相交流电经整流、滤波后，为逆变桥提供一个平滑的直流电压。在电源模块启动时，冲击电流比较大，已损坏设备。为了抑制冲击电流，在整流电路中采用了软启动；为了防止电网的浪涌电压，电路中接有压敏电阻ry1和ry2。由于单相整流后的直流电压高达280v左右，且一般电解电容的耐压为450v，可以采用多个电容并联滤波，不必采用电容串联的方式减小电容的耐压。另一方面，为了抑制电网的高次谐波进入本电源系统，同时也可以避免本电源内部产生的电磁干扰进入电网，所以，应该在220v交流市电和整流电路之间加一滤波电路。所加的输入滤波电路

52、是为变换器的电磁干扰电平和外界的电磁干扰源设计的一种低阻抗通道，以抑制或取出电磁干扰，达达电磁兼容的目的，所加的开关电源工频滤波器如图3-11所示。图3-11 开关电源低通滤波器fig.3-11 switch power supply low links filter其中l1，c5，c6滤除共模噪声，c1，c2滤除差膜噪声，c1，c2，c5，c6为小容量高频电容器，l2，c3，c4，c7，c8为常态滤波元件，c3，c4为大容量电解电容，c7，c8为小容量无感电容，用来补偿大容量电解电容器的高频特性，其高频旁路作用，l2，c3，c4组成低频滤波器，其余电感电容组成高频滤波器。3.7 输出滤波电路

53、 滤波电路利用电抗性元件对交、直流阻抗的不同，实现滤波。电容器c对直流开路，对交流阻抗小，所以c应该并联在负载两端。经过滤波电路后，既可保留直流分量，又可滤掉一部分交流分量，改变了交直流成分的比例，减小了电路的脉动系数，改善了直流电压的质量。图3-12 输出滤波电路fig.3-12 output filter circuit4 控制电路设计4.1 控制电路主要硬件的介绍及设计现有的电源广泛采用tl494， uc3875等专用电源芯片来驱动开关管，特定的电源芯片本身不可编程，可控性较差，难以扩展，不易升级维修，同时电源芯片为模拟型芯片，具有模拟电路难以克服的由温漂和老化所引起的误差，无法保证系统

54、始终具有的高精度和可靠性。随着数字控制技术的日益成熟，常用单片机来对电源进行控制。由于在本电源中，需要一个微处理器来集中快速实现全桥逆变技术、高压直流电源的电压调节等功能，这就对微处理器的运算速度和控制功能提出了很高的要求，常用的单片机由于其通道数目和运算速度的限制难以满足本电源系统，因而在本电源的设计中，根据实际情况选用dsp作为电源的控制核心。本文采用ti公司的tms320lf2407型dsp芯片设计了一种新的智能型高频高压开关电源，对电源主电路实现了全数字控制，提高了输出电压的精度和稳定度。控制算法通过软件编程实现使得系统升级方便，也便于用户根据各自的需要灵活地选择不同的控制功能。4.1

55、.1 tms320lf2407的介绍及应用本电源以tms320lf2407 dsp芯片为控制核心。其体系结构专为实时信号处理而设计，将实时处理能力和控制器外设功能集于一身，为控制系统应用提供了一个理想的解决方案10。1） tms320lf2407是美国ti公司于1999年推出的一种高性能16位定点数字信号处理器(digit signal processor)，是ti公司c2xx系列成员之一，它采用静态cmos集成电路制造技术，先进的哈佛结构，片内外围模块，片内存储器和高度专业化指令系统的结合是c240器件灵活高速工作的基础。该系列产品专为马达、开关电源等的数字控制而设计。tms320lf240

56、7 dsp芯片处理数据的能力很强，可以高速完成各项复杂工作。结合本电源的应用，其特点如下： a. 采用高性能静态cmos技术，使得供电电压降为3.3v，减小了控制器的功耗；30mips的执行速度使得指令周期缩短到33ns，从而提高了控制器的实时控制能力。b. 该芯片有两个事件管理器模块eva和evb，每个模块包括8个16位的pwm通道，这样就可以用一个2407 dsp芯片对全桥逆变电路进行控制。c. 该芯片有16个a/d转换通道，可同时接受电压、电流及反应器反馈参数等信号。 d. 片内有高达32k字的程序存储器；高达1.5k字的数据/程序ram；可扩展的外部存储器总共192k字空间；64k字程

57、序存储器空间；64k字数据存储器空间；64k字i/o寻址空间。这些都保证了在芯片内可进行大量的编程，从而快速实现各种复杂的功能。 e. 10位a/d转换器最小转换时间为500ns，可选择由两个事件管理器来触发两个8通道输入的a/d转换器或一个16通道输入的a/d转换器。这样可以提高操作的完成速度。 f. 电源管理包括了3种低功耗模式，能独立将外设器件转入低功耗模式。 g. 串行通信接口(sci)模块。 h. 16位串行外设(spi)接口模块。 i. 基于锁相环的时钟发生器。2） tms32olf24o7几乎所有的指令都可在50ns的单周期内完成，配合其强大的指令运算功能，很容易实现各种控制算法及高速的实时采样，为了改善系统的动态品质，并减小系统的静差，采用了闭环来实现对整个系统的控制。本电源系统中dsp的主要功能及软件实现如下： a. 产生pwm波形：用于对全桥逆变器中mosfet的驱动。根据输出的采样，设定和调整定时器中周期寄存器的值和比较寄存器的值来改变输出pwm波的周期和脉冲宽度。定时器t1、t3被设定为下溢和周期匹配中断方式，用作pwm输出，工作在连续增/减计数模式。 b. 实时采样：采