光伏发电第三章.doc

第三章 逆变系统的硬件设计与软件实现3.1 逆变系统的基本结构逆变系统是将直流电变换成交流电，逆变系统的核心就是逆变开关电路，即通过电力电子器件的开通与关断，完成逆变功能。电力电子器件的开通与关断需要控制电路的输出PWM信号。根据逆变系统功能的实际需要，本文设计的逆变系统主要由主电路、控制电路、保护电路、通讯电路、辅助电源、输入、输出滤波等几部分组成，逆变系统采用的基本结构如图3.1所示。图3.1 逆变系统的基本结构组成3.2 TMS320F2812 简介逆变系统的控制核心本文选用TI公司TMS320F2812 DSP芯片，这是美国德州仪器(TI)公司2002年推出的新一代应用于工业控制领域的32位定点芯片，隶属于C2000系列，是TI公司当前工业应用的主流芯片，用来替代以前的C2xx和C24x，且与24x系列兼容，但是性能得到了极大的提高，增加和改进了许多功能3536。TMS320F2812 框图如3.2所示，F2812有以下特点：图3.2 TMS320F2812 的功能框图(1) 高性能静态CMOS技术，更低的功耗，I/O口3.3V供电，内核1.8V供电，工作频率达到150 MHz。(2) 支持标准的JTAG边界扫描技术，符合IEEE1149.1。(3) 高性能的32位CPU，支持： 单周期完成1条32 * 32乘法或2条16 * 16乘法； 哈佛总线结构，单周期完成读修改写操作； 极快的中断响应和处理； 4M的程序/数据寻址空间； 高效率程序设计(可应用C/C+和汇编语言)。(4) 片上存储器： 128K * 16 位FLASH存储器； 1K * 16位 OTP ROM； 18K * 16位 SRAM； 4K * 16 位 Boot ROM，软件引导模式。(5) F2812支持4M * 16位外部存储空间，三个外部中断，外部中断扩展(PIE)支持45个外部中断30。(6) 两个事件管理器(EVA和EVB)： 6对互补的PWM+4个独立的PWM+死区控制； 6通道QEP，4个通用目的定时器。(7) 串行外围设备： 串行外围接口(SPI)； 两个串行通信接口(SCI)，标准的UART； 增强的局域网络接口(eCAN)； 多通道缓冲串行接口(McBSP)。(8) 三个32位的全局定时器。(9) A/D：28通道、12位、03V量程。(10) 56个独立的可编程、多用途通用输入/输出(GPIO)引脚。3.3 逆变系统硬件设计3.3.1硬件系统结构框图基于TMS320F2812 数字信号处理器的硬件控制电路如图3.3所示，主要由辅助电源、PWM驱动电路、GPIO模块、保护电路、ADC检测电路、以及通讯电路等几部分组成。F2812通过ADC通道对输入、输出信号采样，根据控制算法进行相应处理，输出PWM信号驱动主电路工作；当输入、输出信号异常时，使逆变系统进入保护状态，停止工作；还与PIC16F877A进行串口通讯，交换数据。图3.3系统控制部分结构框图3.3.2 主电路设计1. 主电路拓扑结构逆变器的主电路结构形式多种多样，有全桥型、半桥型及推挽型等。本系统的逆变装置采用全桥逆变结构，为了滤除高次谐波，逆变桥后级接有LC滤波器。小容量逆变电源因为输出容量小，电压和电流不大，因此开关器件多选用电力MOSFET。图3.4全桥逆变器主电路本文设计的是220V 50HZ逆变电源，选用了全桥型带有工频隔离变压器的主电路结构，输入端加入了二极管D1与限流电阻R1，主电路原理图如图3.4所示。当工作在独立逆变模式的时候，采用LC滤波；当逆变器工作在并网模式的时候，为了减少电容滤波对相位的影响采用L滤波，将电容C通过开关断开。2. 滤波电路设计 常用的单级LC滤波电路如图3.5所示，其截止频率为，当时，滤波器的衰减为0；当滤波器开始衰减37。图3.5 LC滤波电路(1) 滤波电感的选择滤波电感的选择尽可能滤除调制波的高次谐波分量，提高输出电压波形质量，滤波电感的高频阻抗与滤波电容的高频阻抗相比不能过低，即滤波电感的感值不能太小。为满足输出电压波形质量，要求一个采样周期中，电感电流的最大变化量小于允许的电感电流纹波。本文设计的逆变器的功率器件开关频率为15KHz，取为2KHZ。考虑到系统裕量，系统拟设计为输出为220V/50HZ 500W逆变器，则有： (3.1)式中R为滤波器的标称特性阻抗。 (3.2)(2) 滤波电容的选择 滤波电容的作用是和滤波电感一起滤除输出电压中的高次谐波，从而改善输出电压的波形，滤波电容越大输出电压的THD值越小。然而从电路来看，在输出电压不变的情况下，增大滤波电容会使滤波电容的电流增加，逆变器的无功能量增大，损耗增加，效率降低，因此滤波电容又不宜太大。所以，滤波电容的选取原则是在保证输出电压的THD值满足要求的情况下，取值尽量小。同时应尽可能使用高频特性较好、损耗较小的CBB电容。实验调试过程中确定滤波电容值为4uf。3. 功率开关器件的选择本文设计的逆变器为小功率逆变器，考虑到低成本的需要采用MOSFET作为功率开关器件，功率管承受的耐压为VT = Vin ，故开关管的耐压在48V左右，考虑到留有一定功率裕量的关系，选用IXYS公司生产的IXFH 70N15作为功率器件，其VDSS = 150V,ID = 70A, RDS(ON) = 28。3.3.3 信号调理电路设计1. 输出交流检测电路 输出的220V/50HZ的交流电压信号检测电路如图3.6所示，交流电压检测电路中应用了电压/电流互感器TVA1424-01，从互感器TVA1424-01输出的电压经滤波，电平调整，限幅环节送至DSP的A/D端口，该电路还将检测的交流电压信号送到比较器2端，用来捕捉电流输出电压的过零点。电压互感器/电流TVA1424-01起到了隔离和变压作用。图3.6 输出交流电压信号检测电路2. 散热器温度检测逆变器运行的时候，为了防止功率器件的温度过高，从而造成功率器件的损坏，电路设计时加入了温度检测电路。温度传感器采用AD公司生产的AD590，AD590能检测-55-150摄氏度宽温度范围，使用方便，两端式电压输入、电流输出，其线性电流输出为1uA/K。3. 驱动电路 驱动电路采用东芝公司生产的TLP250隔离型光耦驱动电路，驱动电路如图3.7所示。TLP250适合用于MOSFET、IGBT的门极驱动电路，其内部集成有光电耦合单元、功率放大单元，TLP250具有以下特点：(1)较宽的供电电压范围，10V-35V；(2)输出电流高达1.5A；(3) 最大交换时间1.5us；(4) 最大隔离电压2500V。图3.7 隔离驱动电路当PWM输入信号为高电平时，光耦的原边输入电流为0，输出为低电平，功率器件反向截止；当PWM输入信号为低电平时，光耦的原边光电二极管上有电流流过，输出为高电平，驱动功率器件导通。3.3.4 RS-485串口通讯电路RS-485串口通讯电路如图3.8所示，采用高速光耦6N137进行光电隔离，防止DSP的高速数字信号对串口通讯信号产生直接干扰。图3.8 RS-485串口通讯电路RS-485通讯协议是电子工业协会(EIA)于1983年在RS-422基础上制定的标准，增加了多点、双向通信能力，即允许多个发送器连接到同一条总线上，同时增加了发送器的驱动能力和冲突保护特性，扩展了总线共模范围，后命名为TIA/EIA-485-A标准。RS-485可以采用二线与四线方式，二线制可实现真正的多点双向通信。RS-485总线，在要求通信距离为几十米到上千米时，广泛采用RS-485 串行总线标准。RS-485采用平衡发送和差分接收，因此具有抑制共模干扰的能力。加上总线收发器具有高灵敏度，能检测低至200mV的电压，故传输信号能在千米以外得到恢复。 RS-485采用半双工工作方式，任何时候只能有一点处于发送状态，因此，发送电路须由使能信号加以控制。RS-485用于多点互连时非常方便，可以省掉许多信号线。电平转换芯片采用MAX485，MAX485是用于RS-422与RS-485通信的低功耗收发器，每个芯片有一个驱动器和一个接收器，MAX485最高可实现2.5Mbps传输速率。3.3.5 保护电路为了保证系统正常的运行，在系统发生故障时需要对系统进行保护，禁止系统工作。硬件保护电路主要包括直流过流保护、直流过压保护、12V电源欠压保护。 当检测的直流电压、直流电流、12V供电电源有任一值超过设定范围的，就会使 （功率驱动保护中断）引脚的电平跳变为0，F2812会立即封锁PWM输出；同时进入中断，利用软件禁止进入PWM周期中断，软件封锁PWM输出，实现软件和硬件双重保护的目的。3.4 逆变系统控制算法与软件实现逆变电源的性能好坏不仅仅取决于硬件电路的设计，还依赖其系统软件的设计。以下将介绍本文所设计的逆变系统所采用的控制算法与软件设计。3.4.1 PID控制技术概述 逆变系统的控制算法采用了数字PID技术，数字PID控制具有很多优越性，具体如下所示： (1) 算法蕴涵了动态控制过程中过去，现在和将来的主要信息。其中，比例P代表了当前的信息，起校正偏差的作用，使过程反应迅速。积分I代表了过去积累的信息，它能消除静差，改善系统的静态特性。微分D在信号变化时有超前控制作用，代表了将来的信息。 (2) PID控制算法在设计过程中不过分依赖系统参数，因此系统参数的变化对控制效果的影响很小，控制的适应性好，有较强的鲁棒性。 (3) PID算法简单明了，已经形成了一套完整的设计和参数调整方法。因此，PID控制以其简单，参数易于整定等特点，被广泛应用于工程实践中38。但是早期的逆变电源多为模拟PID控制，单纯采用输出电压的瞬时值反馈，其性能特别是动态性能及负载为非线性时，控制效果不令人满意。数字PID控制技术发展使该问题得到了解决，如今各种补偿措施已经方便的应用于逆变电源的数字PID控制之中，电压、电流控制的引入，使得逆变电源的数字PID控制效果得以改善。3.4.1.1 数字PID调节器PID经过多年的发展，性能不断提高，积累得经验也越来越多，在工业控制中得到广泛的应用38。微型计算机、微处理器在PID控制中的应用，又使PID控制得到进一步的发展，出现了非线性PID控制算法、选择性PID控制算法和自适应PID控制算法等等。所有这些算法都是在基本PID算法的基础上发展起来的。1. 基本PID算法基本PID算法是：调节器的输出是三个分量之和，这三个分量分别与调节器的输入（误差）成正比和与输入的积分成正比。其连续表达式为： (4.1)其中：为反馈值与给定值之间的误差为积分时间系数为调节器的放大系数TD为微分时间系数为调节器的输出信号对上式两边进行拉式变换可以得到PI调节器的传递函数： (4.2)其中和分别为和的拉式变换。数字PID控制中的比例项用于纠正偏差，积分项用于消除系统稳态误差，微分项用于改善系统动态特性。PID调节器性能的好坏取决于、TD三个系数是否合适。设计与调整数字PID调节器的任务就是根据被控对象和系统要求，选择合适的PID模型，并采用合适当方法将模型离散化，变成由计算机来实现，最后确定、和采样周期。采用不同的方法对D(s)离散化，可以得到很多种不同的数字PID调节器的算法。下面简单介绍数字PID位置式算法与增量式算法。2. 位置式PID算法用矩形法数值积分代替积分项，可得： (4.3)其中k为采样序号； 为第k次采样时刻计算机输出值；为第k次采样时刻输入的偏差值；为第（k-1）次输出偏差值； 为积分系数，为微分系数。3. 增量式PID算法由式4.3可得： (4.4)由式（4.3）和（4.4）可得调节器输出的增量为： (4.5)增量式PID控制在位置式PID控制算法的基础上作了改进，增量式PID控制的不足之处是：积分截断效应大，有静态误差；溢出影响大。一般用在控制精度要求不太高的系统中。3.4.1.2 抗积分饱和PID算法当系统由扰动或给定输入阶跃变化时，系统会出现较大的偏差，经过积分项累加后，可能使控制量超过执行由机械或物理性能所决定的极限，这种现象称为“饱和”。控制量的饱和主要是由于积分项的饱和而引起的，积分饱和会导致被控量出现较大超调和长时间的波动，这对控制系统是不利的。解决这个问题的方法之一是对PID输出的控制量加以限幅。设逆变器的输出的电压上限值为，下限值为，可执行操作：当时，使，取消积分运算；当时，使，取消积分运算；当时，执行积分运算，输出计算值；3.4.1.3 数字PID的参数整定数字PID调节器参数整定的任务是确定、和采样周期等参数。对于简单的系统，可以采用理论计算的方法确定这些参数，但是稍微复杂一些的系统，理论计算就比较困难了。一般采用工程方法来整定参数，如经验法、衰减曲线法、临界比例法和响应曲线法等。无论采用何种PID参数整定方法，最后都应在系统闭环的情况下进一步验证和修正参数，以使系统达到较好的性能。修正过程中应该始终注意PID各参数对系统性能的影响：1. 增大比例系数，加快系统响应，减小静态误差，但超调量增大，从而使系统的稳定性变差；2. 增大积分时间TI，减弱积分作用，超调量减少，系统稳定性变好，但消除系统静态误差的时间变长；3. 微分时间系数Td偏大时，超调量较大，调节时间较短。Td偏小时，超调量也较大，调节时间也较长。只有Td合适，才能使超调量较小，减短调节时间。 本文设计的逆变系统中采用了位置式数字PI控制算法，为防止数字PI调节器的输出量超出设定范围，加入了抗积分饱和环节对PI输出量进行限幅。3.4.2 SPWM调制原理 所谓的正弦波脉宽调制(SPWM)波形，就是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形。它的原理是:把正弦波分成N等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴包围的面积用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值是不变的。各脉冲的中点于每一等分的中点重合。这样，由N个等幅不等宽的矩形脉冲组成的波形与正弦波等效，称作SPWM波形。SPWM控制技术根据控制信号极性的不同可分为单极性和双极性两种。下面将结合单相全桥逆变电路（如图3.4）对这两种SPWM调制方式3940进行分析。1. 单极性SPWM调制在正弦波的半个周期内，其电压输出幅值为单极性，在开关状态切换时，负载端电压先变为零，负载电流在零电压下自然续流衰减，在控制时间到时再恢复输出直流电压，其半周期的脉冲列是由零和正(负)直流电压组成。该控制方式的特点是功率开关管承受的电压应力较小，电流变化率小，功耗也要小，因此对系统及外部设备干扰小。用幅值为的参考正弦波与幅值为、频率为的三角波比较，产生功率开关驱动信号。单极性正弦脉宽调制原理波形，如图3.9所示。调制波频率决定了输出频率，每半周期的脉冲数决定于载波频率。2. 双极性SPWM调制采用双极性调制时，在的半个周期内，三角载波不再是单极性的，而是有正有负，所得的PWM波也是有正有负。在的一个周期内，输出的PWM波只有两种电平，而不像单极性是还有零电平。用正弦波与三角波进行比较，正弦波的值大于三角波的部分，输出为正脉冲，小于部分，输出负脉冲。在开关切换时，负载端电压极性非正即负，电流变化率较大，对外部干扰较强。负载端电压脉冲列是由不同宽度调制的正负直流电压组成。双极性正弦脉宽调制原理波形，如图3.10所示。3. 单极性倍频SPWM调制单极性倍频SPWM调制用两个极性相反的参考正弦波与双向三角形载波交截产生功率开关驱动信号。逆变桥的输出电压Uab的脉动频率是逆变器中开关元件的开关频率的两倍，所以称之为倍频单极性正弦脉宽调制。单极性倍频正弦脉宽调制的原理波形如图3.11所示。虽然，在这种调压方式下，VT2和VT4两个开关管的工作频率相比普通单极性SPWM调压方法工作在高频下，增大了开关损耗，但是倍频单极性SPWM调压方法的优点就在于同样的开关频率fC下，的脉动频率提高了一倍，也就使谐波含量减少了1/2，输出滤波电感的纹波电流频率提高了一倍。因此，只需要相对较小的电感和电容滤波器件，就可以起到同样的滤波效果，提高了系统的性能，也降低了体积和成本。图3.9单极性SPWM调制原理波形图3.10 双极性SPWM调制原理图图3.11 单极性倍频SPWM调制原理波形综上所述，双极性、单极性以及倍频单极性SPWM调压方法在基本的工作原理下，有着独特的优点。这三种调压方法都可以很方便的用数字方式实现。基于倍频单极性SPWM调压方法的明显的优点，本文设计的逆变器采用了这种调压方式。3.4.3 数字PWM信号的产生TMS320F2812的每个事件管理器模块都有3个全比较单元，可产生3对互补PWM输出。为产生一个PWM信号，定时器需要重复按照PWM周期进行计数。比较器用于保持调制值，比较寄存器中的值一直与定时器计数器的值相比较，当两个值匹配时，PWM输出就会产生跳变。当两个值产生第二次匹配或一个定时器周期结束时，就会产生第二次跳变。通过这种方式就会产生一个周期与比较寄存器值成比例的脉冲信号。在比较单元中重复完成技术、匹配输出的过程，就产生了PWM信号41。1. 非对称PWM波形产生非对称PWM波形的特点是不关于PWM周期中心对称，如图3.12所示，脉冲的宽度只能从脉冲一侧开始变化。为产生非对称的PWM信号，通用定时器要设定为连续递增计数模式，周期寄存器装入所需的PWM载波周期的值，COMCONx寄存器使能比较操作，并将相应的输出引脚制成PWM输出。如果需要设置死区，可通过软件将所需的死区时间值写入到死区控制寄存器中进行设定，所以PWM信号使用一个死区值。图3.12 非对称PWM波形软件设置ACTRx寄存器后，可将与一个全比较单元相关的两个PWM输出引脚配置成互补输出，即配置成高有效或低有效。当定时器的计数值和比较值相等时，设定为高有效的PWM口输出高电平，设定为低有效的PWM口输出地电平；当定时器计数到周期值时，高有效的一路输出低电平，低有效的一路输出高电平，这样就产生了两路互补的PWM信号。通用定时器开始后，比较寄存器在执行每个PWM周期过程中重新写入新的比较值，从而可以调整控制功率器件导通和关闭的PWM输出占空比。由于比较寄存器带有映射寄存器，所以在一个周期被的任何时候都可以将新的比较值写入到比较寄存器中。也可以随时向周期寄存器写入新的值，改变PWM周期，或强制改变PWM输出方式。2. 对称PWM波形产生对称PWM信号关于PWM周期中心对称，对称PWM信号相对非对称PWM信号的优势在于，在每个PWM周期的开始和结束处有两个无效的区段。当使用正弦调制时，PWM产生的交流电机的电流对称PWM信号比非对称PWM信号产生的谐波更小。对称PWM产生波形如图3.13所示。比较单元和PWM电路产生的对称和非对称PWM波形基本相似，唯一不同的是，产生对称PWM波形，需要将通用定时器设置为连续递增/递减计数模式。定时器从0开始递增计数到周期值TxPR，接着从TxPR递减计数到0，然后开始下一个周期。对于高有效的那一路PWM输出口，当计数值上升到比较值CMPRx时，输出高电平；当计数值下降到比较值CMPRx时，则输出低电平；低有效的那一路与之互补。图3.13 对称PWM波形3.4.4 SPWM的实现SPWM的软件生成法有多种，常用的有自然采样法，规则采样法和指定谐波消除法。其中自然采样法和指定谐波消除法所得到的脉宽方程为超越方程，因求解困难，难以用于实时控制。通常大多采用规则采样法。根据TMS320F2812的PWM的产生原理，本文中四路SPWM的产生是通过事件管理器模块A(EVA)的全比较单元来实现。EVA模块包括3个比较寄存器(CMPR1、CMPR2、CMPR3)，1个比较控制寄存器COMCONA，一个行为控制寄存器ACTRA，6个PWM输出引脚。把通用定时器1(GPT1)的计数模式设置成连续增/减计数模式来模拟三角载波，将参考正弦波制成正弦表格，设定好相应的寄存器之后，在每个开关周期(通用定时器1的中断周期)，DSP程序根据正弦表格指针从参考正弦表格获得相应的正弦值，经过软件处理后将它赋值给比较寄存器CMPRx，当比较寄存器值与定时器1的计数器值发生比较匹配时，相应的 PWM输出信号引脚电平发生跳变。一个定时器周期执行完，正弦表格指针加一，在一个参考正弦波周期结束时将正弦表格指针复位至零，准备下一个中断周期。由于定时器1的计数值始终是正的数值，因此，正弦波数字量必须加上一个直流偏移量。如：定时器工作在01000的连续增/减记数方式，如果SPWM的调制深度为0.9，则正弦波的峰峰值为1000*90% =900,标准正弦波的变化范围为: -4500450。加上偏移量1000/2=500，偏移后的正弦波的变化范围就变为：50500950。这样就可以方便地实现SPWM波形输出。参考正弦波数据表的长度N在数值上与频率调制比K相等，本文设计的逆变器采用的开关频率为15KHz，调制波的频率即输出正弦电流的频率为50Hz，因此N=300。载波的频率即为开关频率，定时器的记数频率为75M，可得定时器周期寄存器值： (4.6) 式中为定时器1的计数频率，为载波频率，由于是增/减计数故要乘以系数2，其他模式乘以1。3.4.5 TMS320F2812锁相原理在光伏并网发电系统中，为使逆变器能够并网运行，必须保证并网电流和电网电压严格同频、同相，利用使用锁相环(PLL-Phase-Locked Loop)技术来实现。锁相环是一种以消除频率误差为目的的闭环控制系统，能够自动跟踪输入信号的频率和相位。根据系统设计的不同，锁相环可以跟踪输入信号的瞬时相位，也可以跟踪其平均相位，同时对噪声还有良好的过滤作用。锁相环具有优良的性能，主要包括锁定时无频差、良好的窄带跟踪特性、良好的调制跟踪特性、门限效应好、易于集成化等，因此被广泛应用于通信、雷达、制导、导航、仪器仪表和电机控制等领域。3.4.5.1. 锁相环基本原理目前比较传统方法有如图3.14所示的模拟锁相环(APLL-Analog PLL )，它由鉴相器(PD)、低通滤波器(LF)、压控振荡器(VCO)组成。鉴相器的输入是市电电压的采样信号Vac和VCO的输出Vout，鉴相器的输出为误差信号Ve，该信号为Vac和Vout相位差的线性函数。低通滤波器滤除Ve中的高频信号后得到Vc，再由Vc来控制压控振荡器来改变输出信号Vout的频率和相位来逼进Vac的频率和相位。图3.14 锁相环一般组成随着大规模集成电路发展和应用，出现了数字式锁相环(DPLL-Digital PLL)和将PD、VCO、可编程计数器等集成于一个IC的混合锁相环(HPLL-Hybrid PLL)。APLL、DPLL、HPLL都是以硬件方式实现锁相功能的，有着较为复杂的硬件电路，还遇到一些硬件不可避免的问题，诸如直流零点漂移、器件饱和、器件老化。而随着DSP等微处理器发展起来的软件锁相环(SPLL, Soft-PLL)不但解决APLL方法的不足，而且还降低了成本，因此得到广泛的应用。3.4.5.2. 并网锁相原理本文设计的是基于F2812电流型光伏并网逆变器，为使并网系统给的有功功率输出达到最大，必须控制输出电流的频率和相位与电网电压严格同步。采用目前较为先进的软件锁相环技术，与传统的模拟锁相环相比，模拟锁相环电路中的鉴相器的输出量代表了相位与频率两种误差，与模拟锁相环相似的SPLL也必须对频率和相位分别进行调整才能达到锁相的目的43。软件锁相的具体实现由输入信号硬件采样和锁相软件配合实现。锁相环的输入信号为电网电压采样后通过硬件电路整形成的与其同步的方波信号。将该方波信号送入F2812的CAP1引脚，F2812内部软件为CAP1口分配一个计数时基，同时设定该时基为递增计数模式，只捕捉方波信号的上升沿，这样每个电网电压周期都会在相位处使得F2812产生一次CAP中断。软件设定每次CAP中断时复位计数器为0重新计数，这样 CAP中断检测出了电网电压周期值和相位。在F2812中依靠EV (Event Manager)模块，通过软件设定SPWM载波周期寄存器TPR的产生SPWM信号驱动功率器件输出并网电流，SPWM信号的周期和输出并网电流的周期相等。由于SPWM信号由F2812的内部软件产生，所以F2812明确了解并网电流的周期和相位，这样软件锁相环中的反馈采样信号根本不需要任何硬件电路，在软件中直接调用即可。环路滤波程序即软件锁相算法，实现输入并网电流信号对参考电网电压信号的跟踪功能。环路滤波程序实时改变F2812中SPWM载波周期寄存器TPR的值，可以实现输出并网电流的相位实时跟踪电网电压相位变化，从而达到相位跟踪的目的。在并网系统中，根据F2812的EV模块产生SPWM波的原理，EV模块及逆变器环节可理解为模拟锁相环中的压控振荡器。上述锁相过程可用图3.15流程图表示如下：图3.15并网软件锁相环程序流程3.4.5.3. SPLL原理 锁相过程的超调量与锁相速度之间存在矛盾，为了既保证并网逆变器的稳定性又保证锁相的快速性，必须选择合适的算法，下面先介绍两种较常见的基本算法：(1) 算法一：最优时间法最优时间法的基本控制思想是：在每次进入捕获中断就将正弦表的偏移量置零，也就是说一旦检测到市电电压过零，那么内部的正弦表就从初值开始读起，跟踪市电相位，在频率一致的情况下，这就保证了逆变器的输出量相位和电网电压同相，但是在频率不等的情况下，可能会出现如图3.15所示的情况，如果相位差大，并网逆变器的输出波形会产生剧烈跳变，还可能会带来输出波形严重畸变，甚至影响稳定性。(a) 频率过高情况下的并网电流 (b) 频率过低情况下的并网电流图3.16 最优时间引起的并网电流波形畸变(2) 算法二：逐次逼近算法比较此算法的基本控制思想是：首先频率跟踪，比较电网电压频率和并网电流频率大小，如果电网频率大，则逐渐提高开关频率来跟踪电网频率，反之则降低开关频率，如此反复调整，使得频率差在一个极小的范围内摆动；然后相位跟踪，比较电网电压过零点和正弦表指针的偏移量，通过多次的对正弦表格指针偏移量进行调整达到相位跟踪。这种方法的缺点在于锁相速度慢。本文考虑到光伏发电并网的实际应用要求，综合前两种跟踪方法的优点，在频率跟踪方而以时间优先，在相位跟踪方面以稳定优先。基木的控制思想为：首先检测电网电压的频率，当电网电压的频率在正常工作范围内，根据电网电压频率设置T1PR，使并网电流的频率与电网同频；对相位调节兼顾速度与稳定，相位调节通过调节PTR正弦表格指针来使并网电流与电网电压同相。 3.4.5.4. 基于F2812的软件锁相环实现1. 电网电压信号采集电路在进行并网电流与电网电压同步的过程中，F2812要采集电网电压信号的频率与相位。将采集的电网电压的正弦信号，与比较器进行比较得到与电网电压同频同相的方波信号，改方波信号与电网电压与相同的过零点，在正弦信号的的过零点产生脉冲波形跳变，电网电压信号采集电路在图3.17中已经介绍，采集的电网电压波形与得到的方波信号如图3.16所示：图3.17 电网电压信号与转换的方波信号2. 具体软件同步算法分析本文软件同步算法的基本思想是：电网电压的频率变化范围一般在49Hz-51 Hz之间，当电网电压的频率在正常工作范围内，首先检测电网电压的频率，根据电网电压频率设置T1PR值，使并网电流的频率与电网同频；对相位调节兼顾速度与稳定，相位调节通过不断调节PTR正弦表格指针来使并网电流与电网电压同相。该控制过程是依赖两个中断完成的：1) 定时器周期中断；2) 捕获中断。定时器周期中断不断地从一个正弦数据表格中依次循环读出表格数据，每次中断读出一个表格数据D1，而捕获中断中检查当前由SPWM载波周期定时器中断读出的表格数据所对应的电角度，本文按如下条件设定：(1) 第一次捕获中断产生时，启动SPWM载波周期定时器中断，并且从正弦表格的第一个数据，即零电角度数据DATA开始读取。(2) 捕获中断仅响应上升沿触发，即只在电网电压由负变正的过零点产生中断。 正弦表格指针为PTR，当前载入的正弦表格数据为D1，在第二次捕获中断产生的时候，可能出现以下三种情况： D1=DATA，电网电压与并网电流同相，不需调整； D1DATA，并网电流相位滞后电网电压，减小PTR； D1DATA，并网电流相位超前电网电压，增大PTR。3.4.6 逆变器闭环系统控制模型目前的光伏逆变器基本上是单一用途的：或作并网运行，或作独立工作运行。独立工作运行的逆变器则是无法高效地利用设备，当负载较小的时候则不能将多余的电能供给其他远程负载使用。变换器的高效率、高功率密度、高可靠性和低成本仍然是现代电力电子变换器的要求与目标，同时，还要求提高可再生能源利用率。本文设计的系统可根据需要工作在独立逆变模式、并网运行两种模式。当负载要求供电时，光伏逆变器工作在独立逆变模式；当负载对电能没有需求时，可让其并网运行，逆变器可以将多余的电能送入电网从而实现较高的电能与设备利用率。3.4.6.1 独立逆变系统控制框图独立逆变采用外环电压平均值、内环电压瞬时值反馈的双闭环控制系统，逆变器系统框图如图3.18所示。其中电压平均值外环调节器为PI调节，电压瞬时值内环调节器为P调节，SPWM调制环节由PWM信号产生电路与驱动电路组成。输出电压平均值反馈值和电压给定信号误差形成调节信号，经过电压调节器后乘以正弦表格作为内环电压瞬时值的给定，电压瞬时值给定值与反馈值的误差信号再经过P调节器产生误差信号，将P输出写入CMPR1、CMPR2，与三角载波交截后产生PWM1PWM4 共4路SPWM开关信号，控制主电路中的功率开关管，在主电路中的变压器的滤波器前端形成SPWM调制电压，该电压信号再经输出LC交流滤波器滤成正弦输出电压，然后经升压变压器升压至220V/50Hz,保证了输出电压的稳定。图3.18 独立逆变双闭环系统控制框图3.4.6.2 并网系统的控制框图并网逆变采用电流闭环控制，首先检测电网电压频率、相位，经过