一种高性能cmos带隙基准源的设计与研究.doc

摘 要 I 摘要 在模拟及数模混合集成电路设计中 电压基准是非常重要的电路模块之一 而通过巧妙设计的带隙电压基准更是以其与电源电压 工艺 温度变化几乎无 关的特点 广泛应用在LDO及DC DC集成稳压器 射频电路 高精度A D和 D A转换器等多种集成电路中 随着大规模集成电路的日益复杂和精密 亦对带隙基准电压的温度稳定性 提出了更高的要求 传统的带系基准电压源只能产生固定的近似 1 2V 的电压不 能满足在低压场合的应用 电流模带隙电路采用正温度系数的电流支路 PTAT 和负温度系数的电流支路 CTAT 并联产生与温度无关的基准电流 然后让此电 流在电阻上产生基准电压 电流模带隙结构可以得到任意大小的基准电压 本次设计的低压二次温度补偿高精度带隙基准电压源使用的工艺是 TSMC 0 18 m 混合模拟 CMOS 工艺 输出基准电压可调节 设计预期指标 温度系 数 10ppm 电源抑制比在低频时接近 80dB 高频时也能达到 45dB 电源电 压范围为 1 5V 到 2 4V 关键词关键词 带隙基准源 二次温度补偿 温度系数 电源抑制比 ABSTRACT II A Low voltage and High precision CMOS bandgap reference design In the design analog and digital mix mode circuits bandgap reference is one mode of the most important circuits And the bandgap voltage references which through clever design are also with its power supply voltage process with the characteristics of temperature change almost irrelevant widely used in LDO and DC DC integrated voltage stabilizer RF circuit high precision A D and D A converter and so on many kinds of integrated circuits Along with large scale integrated circuit of the increasingly complex and precision also bandgap benchmark voltage temperature stability put forward higher request The traditional belt department benchmark voltage source produces fixed approximate 1 2V cannot satisfy the voltage in the application of low pressure occasions Current mode bandgap circuit USES is the temperature coefficient of current branch and negative temperature coefficient of current branch regardless of temperature of parallel produce benchmark current Then let the current benchmark voltage produce in the resistance Current mode bandgap structure can get any size benchmark voltage The design of low pressure second temperature compensation high precision bandgap voltage sources used benchmark craft is TSMC 0 18 um hybrid analog digital craft Output benchmark voltage can be adjusted Temperature coefficient is 9ppm Power Supply Rejection Ratio can be 86dB Supply voltage range from 1 5V to 2 5 V Reached the expected performance indicators Simple structure and realize low output voltage requirements Key Words Bandgap benchmark source Second temperature compensation Temperature coefficient Power Supply Rejection Rati 目录 III 第第 1 章章绪论绪论 1 1 1 研究背景 1 1 2 基准源的分类与特点 1 1 3 文章结构 2 第第 2 章章偏置电路偏置电路 7 2 1 偏置电路的概述 7 2 2 与电源无关的偏置电路 7 第第 3 章章带隙基准的结构原理带隙基准的结构原理 8 3 1 带隙基准基本原理 8 3 2 WIDLAR 结构 13 3 3 KUJIK 结构 13 3 4 双极晶体管的温度特性 负温度系数电压 12 3 5 双极晶体管的温度特性 正温度系数电压 14 3 6 非线性项补偿带隙基准源电路图 15 第第 4 章章带隙核心电路的设计带隙核心电路的设计 16 4 1 基准源整体结构 16 4 2 运放的设计 16 4 2 1 运放的结构 16 4 2 2 相位的补偿 18 4 2 3 失调电压对基准电压源的影响 18 4 2 4 运放仿真结果 19 4 3 启动电路的设计 20 4 4 基准电路的设计 23 第第 5 章章仿真结果仿真结果 24 第第 6 章章结结 论论 29 参考文献参考文献 30 致致 谢谢 31 第第 7 章章外文资料原文外文资料原文 32 7 1 BANDGAP REFERENCE 32 7 2 COLLECTOR CURRENT VARIATION 34 第第 8 章章译文译文 35 8 1 带隙基准 35 8 2 集电极电流变化 38 第 1 章 绪论 1 第 1 章 绪论 1 1 研究背景 基准电压源或电压参考 Voltage Reference 通常是指在电路中用作电压 基准的高稳定度的电压源 随着集成电路规模的不断增大 尤其是系统集成技 术 SOC 的发展 它也成为大规模 超大规模集成电路和几乎所有数字模拟系统 中不可缺少的基本电路模块 在许多集成电路和电路单元中 如数模转换器 DAC 模数转换器 ADC 线性稳压器和开关稳压器 都需要精密而又稳定的电压基准 在数模转换器中 DAC根据呈现在其输入端上的数字输入信号 从DC基准电压中选择和产生模拟 输出 在模数转换器中 DC电压墓准又与模拟输入信号一起用于产生数字化的 输出信号 在精密测量仪器仪表和广泛应用的数字通信系统中都经常把基准电压源用作 系统测量和校准的基准 因此 基准电压源在模拟集成电路中占有很重要的地 位 它直接影响着电子系统的性能和精度 近年来对它的研究也一直很活跃 运用双极型工艺制成的基准电压源已能达到相当高的性能和精度 与之同时 二十世纪七十年代以来 由于对MOS晶体管的基本理论和制造 技术的深入研究 加上电路设计和工艺技术的进步 MOS模拟集成电路得到了 迅速发展 其中CMOS电路更是凭其工艺简单 器件面积小 集成度高和功耗 低等优点 成为数字集成电路产品的主流 在这一背景下 为了获得低成本 高性能的模拟集成电路产品 基于标准数字CMOS工艺的各种高精度模拟电路 受到了人们的关注 并成为集成电技术中的一个重要研究领域 而各种高精度 基准电压源由于其在数字模拟系统中的广泛应用 更加具有广阔的开发与应用 前景 1 2 基准源的分类与特点 基准电压源主要有齐纳二极管 隐埋齐纳二极管和带隙基准电压源三 种 它们都可以设计成两端并联式电路或者三端串联式电路 基准电流源主要 是简单基准电流 MOS峰值电流源 阈值电压相关电流源和带隙基准电流源 齐纳二极管主要工作在反偏击穿区域 因为击穿电压相对比较稳定 可以 通过一定的反向电流驱动产生稳定的基准源 它的特点是输入范围宽 为2V 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 2 200V 它们还具有很宽范围的功率 从几个毫瓦到几瓦 但精确度达不到高精 度应用的要求 静态电流较大 1 10mA 齐纳基准源的另一个问题是它的输出 阻抗 内部的非零阻抗将导致基准电压随负载电流的变化而发生变化 选择低 输出阻抗的齐纳基准源将减小这一效应 此外 它的长期稳定性比较差 埋入型齐纳二极管是一种比常规齐纳二极管更稳定的特殊齐纳二极管 这 是因为采用了植入硅表面以下的结构 除了具有输入电压范围宽的特点 精度 比常规齐纳二极管的基准源提高很多 但部分器件不能吸入电流 带隙基准电压源包括双极型带隙基准源和CMOS带隙基准源 带隙基准电压 源的性能较其他基准有了很大的飞跃 它的温度系数可以做的很小 可获得 1 2V到10V的各种基准电压 由于建立在非表面的带隙机理上 因此比齐纳二极 管更稳定 它的输出阻抗很低 能保持很小的温度系数而且具有长期稳定性 同时 带隙基准源工作的静态电流和功耗都很小 电源电压抑制比较大 输出 基准电压受电源电压的影响很小 带隙基准电流源的温度系数也比较小 同时受电源和工艺的影响也比简单 基准电流源 MOS峰值电流源 阈值电压相关电流源要小很多 1 3 文章结构 本文的主要工作如下 1 对基准电压源的概念进行了介绍 阐述了基准电压源电路的定义及 其应用 对基准电压源设计中需要的基本电路理论做了详细的阐述 特别详细 地分析 了解其温度特性与电源特性 同时分折了高性能基准电压源的原理 指出了带隙基准电压源的优点 对各种不同种类电压源的优缺点进行了总结和 分析 2 对高精度基准电压源 特别是带隙基准源进行了结构上的总结 分析了 基准电压源主要指标 并指出基准电压源的各个部分误差 在电流源的误差分 析时指出了其电源特性 温度特性及电流的匹配性 在运算放大器分析中主要 是运算放大器的增益 稳定性 电源抑制 温度补偿重点是指出其高温度特性 主要靠高阶温度补偿取得 3 对带隙基准源中运算放大器 电流源的实现中 在电流源的实现时 主 要考虑到电流源的匹配性 高温度特性及高电源抑制 并通过模拟仿真加以验 证 第 2 章 偏置电路 7 4 总结了带隙基准电压源电路的设计方法 并对其从以下几方面考虑优化 1 温度补偿的问题 进行非线性温度补偿原理 2 晶体管面积之比的选择 本文中选择的比值为 7 使电路在性能和面积达到优化的目的 3 启动电路的 设计 采用电流源与倒比管综合应用 使电路稳定工作时的开启电路静态电流 为零 4 仿真结果的分析 本文设计是基于 TSMC 0 18umCMOS 工艺 带隙基准源需要产生一个 0 5V 的基准电压 VREF 提供于低压高精度的 ADC DAC 中 基准输出电压 VREF 的温度系数要低于 10ppm 此外 电源抑制比是基准源的一个重要指标 C 提高电源抑制比可以从器件本身或电路结构的设计方面来实现 在给定工艺的 前提下 电源抑制比可由公式 PSRR dB20 得出 PSRR 要大于 DDVVout 70dB 由上述分析 本设计基准电路需要满足的主要指标如下 1 温度变化 40 135范围内 基准的温度系数低于 10ppm C C C 2 基准输出电压在 0 5V 左右 3 工作频率在 1Hz 一 1GHz 的范围内 在低频段电源抑制比大于 70dB 4 在常温下 电源电压 1 2V 2 4V 的范围内 保证基准变化小于 lmV 第 2 章 偏置电路 7 第 2 章偏置电路 2 1 偏置电路的概述 基于一阶温度补偿技术的带隙电路的基本原理在本章中 我们主要讨 论在 CMOS 技术中基准产生的设计 首先 我们研究与电源无关的偏置电路和 启动问题 接着 阐述与温度无关的基准 以及带隙基准与 CMOS 工艺的兼容 问题 如上所述 产生基准的目的是建立一个与电源和工艺无关 具有确定温度 特性的直流电压或电流 因此 我们可以将任务分为两个设计问题 与电源无 关的偏置和温度变化关系的确定 除了电源 工艺 温度的不确定性外 基准产 生电路的其它一些参数也是十分关键的 2 2 与电源无关的偏置电路 假设一个理想的基准电流 如图 1 所示 如果 IREF 不随 VDD 变化 并忽略 M2 和 M3 的沟道长度调制效应 那么 ID2 和 ID3 就保持与电源电压无 关 图 2 1 与电源无关的电流镜 作为一种近似的电流源 我们将电阻接在VDD和M1的栅极之间 如图1 b 所 示 但是 这种电路的输出电流对VDD很敏感 2 1 1 2 1 11LW LW gmR VDD IOUT 为了得出一个对 VDD 不敏感的解决方法 我们假定电路必须由自己偏置 即 IREF 必须通过某种方式由 IOUT 得到 这种思想是如果 IOUT 最终与 VDD 第 2 章 偏置电路 7 无关 那么 IREF 就可以是 IOUT 的一个复制 图 2 是一个电路实现 M3 和 M4 复制了 IOUT 从而确定了 IREF 从本质上讲 IREF 被 自举 到 IOUT 选择一定的 MOS 管尺寸 如果忽略沟道长度调制效应 则有 IOUT KIREF 每个二极管方式连接的器件都是由一个电流源驱动的 所以相对来说 IREF 和 IOUT 与 VDD 无关 图 2 2与电源无关的电流 由于图 2 2 中的 IREF 和 IOUT 几乎与 VDD 无关 其大小就由其它参数决 定 如果 M1 M4 工作在饱和态 并且 那么电路就仅仅由等式 0 IOUT KIREF 决定 因此其电流值可以是任意的 图 2 3为确定电流而增加 Rs 第 2 章 偏置电路 7 图 2 4消除体效应的代替电路 为了唯一确定电流值 对电路加入另 个约束 如图 3 所示的例子 图中 因为 PMOS 器件具有相同的尺寸 虽然要求 IOUT IREF 但是电阻 RS 减小了 M2 电流 我们可以写出 Vgs1 Vgs2 Id2Rs 或 2 2 SOUT TT RIV LWnCoxK Iou V LWnCox Iou TH N TH Nuu 21 2 2 忽略体效应 我们有 2 3 Sout Nn OUT RI K 1 1 L W Coxu I2 因此 2 4 2 2 K 1 1 R 1 L W Coxu 2 I SNn out 正如所希望的 电流与电源电压无关 但仍旧是工艺和温度的函数 因为 M1 和 M2 的源极位于不同的电位 所以在前面计算中假设 VTH1 VTH2 会产 生一些误差 如图 4 一种简单的修补方案是在 M3 的源极引入 个电阻 同 时通过将每个 PMOS 晶体管源极和衬底相连来消除体效应 如果沟道长度调制 可以忽略 图 3 和 4 的电路会表现出很小的电源依赖性 正是由于这个原因 此电路中的所有晶体管均采用相对较长的沟道 在与电源无关的偏置电路中有一个很重要的问题是 简并 偏置点的存在 例如在图 3 的电路中 如果当电源上电时 所有的晶体管均传输零电流 因为 环路两边的分支允许零电流 则它们可以无限期地保持关断 这种情况无法从 第 2 章 偏置电路 7 2 4 中预计到 因为在对 2 3 的处理中 我们将等式两边同除以时默认 IOUT IOUT0 换句话说 电路可以稳定在两种不同的工作状态中的一种 上述问题被称为电路的启动问题 它可以通过增加一种电路加以解决 该 电路在电源上电时能驱使电路摆脱简并偏置点 图 5 所示的 就是个简单的子 二极管连接的器件 M5 在上电时提供了从 VDD 经 M3 M1 到地的电流通路 所以 M3 和 M1 从而 M2 和 M4 都不会保持关断 当然 这种方法只有在条 图 2 5增加启动元件的偏置电路 件 VTH1 VTH5 VTH3 VDD 上述 条件是为了保证在电路启动后 M5 保持关断 启动问题一般需要仔细地分析和模拟 不仅在直流扫描仿真中要求电源电 压从零伏开始上升 以确保寄生电容不会引起启动失败 而且也要在瞬态仿真 中要求电源电压从零伏开始上升 另外 还必须在每个电源电压下检查电路的 特性 在复杂的电路实现中 可能存在不止一个的简并点 关于带隙基准中的启动电路在本文第 4 章中会再具体分析 V VD DD D M M1 1 M M2 2 M M3 3 M M4 4 R Rs s M M5 5 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 8 第 3 章带隙基准的结构原理 3 1 带隙基准基本原理 带隙基准电压电路的原理是使负温度系数和正温度系数相互抵消来达到温 度补偿的目的 其结构原理图3 1如下所示 图 3 1 带隙基准的结构原理图 其中 VBE 具有负温度特性 室温下温度系数约为 2mV VT VT kT q 具有正温度系数 室温下温度系数约为 0 085mV 这样 VT 乘上一个常数 K 即得到基准电压 3 1 VTBEREFKVV VBE可由经验公式得到 3 2 0 0 0 0 0 lnln1 C C BEGOBE I I q KT T T q KT T T V T T VV 其中 3 3 T GBE C V VV ATI 0 exp 在室温 300K 时对VBE求导 3 4 q k T VV TT T VGBEBE 0 0 0 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 11 此时 VBE 的温度系数即为上面的 2mV KVT PTAT 可以由 VBE 或 VGS MOS 管工作在亚阈值区 得到 这 里以 VBE 为例 可由两个寄生的双极型晶体管的集电极电流相减得到 如图 7 所示 只要保证 VP 和 Vn 的电压相等 电阻 R1 上的电压即为 VBE1 和 VBE2 的电压差 VBE 图 3 2 VBE 的产生 公式如下 3 5 2 1 jc Jc q KT VBE J C 为集电极电流密度 所以 3 6 2 1 ln jc jc T V T VTBE 要在T0时得到数值为零的温度系数 需要将正温度系数加上负的温度系数 将式3 4和式3 6相加 结果如下 3 7 0 0 0 0 2 1 0 0 ln0 T V T VV jc jc T V KVKV TGBET BEBE 由式 7 解得 3 8 0 000 t tBG V VVV K 此时这个K值可以由设计人员决控制 以达到0的温度系数 将式 3 8 代 入式 3 1 可以得到式 3 9 000 TGREFVVTTV 通常 和 的值分别取3 2和1 所以在常温300K时 VREF为1 262V 不同的 参考温度通常具有不同的带隙电压曲线 目前的带隙基准源电路主要从两种结构发展而来 Widlar结构和Kujik结构 其中Kujik 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 11 结构的带隙基准源应用更为广泛 3 2 Widlar 结构 图 3 3 Widlar 结构基准源电路图 Widlar结构使用在较早期的带隙基准源设计里 它利用一个负反馈环路 来稳定工作点 使得输出的参考电压等于VBE和 VBE的某倍数电压之和 假 设晶体管Q3最初是关闭的 则晶体管Q4将使V1逐渐增大 直到Q3的基极电压 足够大产生一个和电流I相等的电流 此时电压V2将稳定在Q3的基极 射极电压 当整个电路稳定时 输出的参考电压表示为 3 10 23RBEQoutVVV 3 11 32 3 2 RRV R R V 其中 3 12 213BEQBEQRVVV 流经晶体管Q3 Q4的电流比取决于R2 R1值之比 3 3 Kujik 结构 与Widler带隙基准电压源不同的是 Kujik带隙基准电压源采用的是 CMOS工艺 而前者采用的是双极工艺 Kujik带隙基准源的结构如图3 4所示 第 3 章 带隙基准的结构原理 12 图 3 4 Kujik 结构基准源电路图 工作在深负反馈状态的运放两个输入端虚短 即运放两输入端的电位近似 相等 由此可以得到 3 13 2121 RRII 以及 3 14 n R R V RR n I I V R VV I T T BEBE 1 2 33 2 1 3 21 2 ln 1 ln 输出基准电压可表示为 3 15 n R R V R R VRIVV TBEBEref 1 2 3 2 1221 ln 由上式可知 通过合理设置R1 R2 R3以及n的值就可以得到低温度系数 的基准电压 Kujik带隙基准电压源存在运放输入失调电压的问题 因此必须通 过仔细的电路以及版图的设计来消除运放失调电压对输出基准电压的影响 3 4 双极晶体管的温度特性 负温度系数电压 双极晶体管的基极一发射极电压 或者更一般的说 Pn 结二极管的正向电 压 具有负温度系数 对于一个双极器件 我们可以写出 IC ISexp VBE VT 其 中 VT kT q 饱和电流 Is 正比于 其中 u 为少数载流子的迁移率 为 2 iukTn 2 in 硅的本征载流子浓度 这些参数与温度的关系可以表达为 其中 m 3 2 m Tuu0 并且 KT q 其中 为硅的带隙能量 所以 exp 32 Tni eVEg12 1 3 16 kT Eg bTI m S exp 4 其中 b 是一个比例系数 写出 VBE VT IC IS 我们现在可以计算基极 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 13 发射极电压的温度系数了 在对 T 取导数时 我们一定知道也是温度的 BEVCI 函数 为了简化分析 我们暂时假设保持不变 这样 CI 3 17 T I I V I I T V T VS S T S CTBE ln 由上面两个式子式3 16和式3 17我们可以得 3 18 2 43 expexp4 kT E kT E bT kT E Tmb T IgggS mm 所以 3 19 T gTS S T V kT E T V m T I I V 2 4 由式3 18和式3 19得 3 20 T T S CTBE V kT Eg T V m I I T V T V 2 4ln 等式3 20给出了在给定温度T下基极一发射极电压的温度系数了 它与本身 BEV 的大小有关 当 750mV T 300时 BEVK KmVTVBE 5 1 从等式 3 20 中 我们注意到的温度系数本身与温度有关 如果正温度 BEV 系数的量表现出一个固定的温度系数 那么在恒定基准的产生电路中就会产生 误差 3 5 双极晶体管的温度特性 正温度系数电压 V VD DD D R Rs s BE V Q Q1 1 Q Q2 2 0 nI 0 I 图 3 5 不同电流密度 第 3 章 带隙基准的结构原理 14 V VD DD D Q Q1 1 Q Q2 2 II 1O V 2O V A A n nA A 图 3 6 不同发射区面积 如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下 那么它们的基极一 发射极电压的差值就与绝对温度成正比 如图10 如果两个同样的晶体管 Is1 Is2 置的集电极电流分别为nI0和I0 并忽略它们的基极电流 那么 21BEBEBEVVV 2 0 1 0 lnln S T S T I I V I nI V 3 21 nVTln 这样 的差值就表现出正温度系数 BEV 3 22 n q k T VBE ln 并且 这个温度系数与温度或集电极电流的特性无关 3 6 非线性项补偿带隙基准源电路图 图 3 7 消除非线性项补偿法电路图 Tsividis 对双极晶体管的I V 的特性进行了研究 推倒出和工艺相关 BEVBEV 的等式 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 15 3 23 00 0ln T T V T T VVVTVTBEBGBGBE 其中 的值取决于 NPN 或 PNP 管的结构 大约为 4 当流过三极管的电 流和温度成正比 PTAT 则 的值为 1 而当流过三极管的电流和温度无关时 则 的值为 0 所以根据式 3 23 得到两个 VBE 的叠加 就可以产生一个非线性电压分量 VNL VTln T T0 再用这个分量乘以某个系数后带入 VBE 来抵消其中的非线 性项 VBE 中与温度相关的非线性项为 TlnT VBE 展开成泰勒级数时 可表示 为 3 24 n nT aTaTaTaaTVBE 3 3 2 210 式中 是常数 可见 传统的带隙基准电路只消除了 VBE 中与 0 a 1 a n a 温度相关的一次项 因此基准输出电压具有高阶的温度相关性 要减小基准输 出电压的温度系数 就需要对 VBE 中与温度相关的非线性项进行补偿 第 4 章带隙核心电路的设计 16 第 4 章带隙核心电路的设计 4 1 基准源整体结构 本基准源的设计是基于 TSMC 0 18um 为低压电路模块提供稳定的偏置 结 合 CMOS 工艺的特点 根据系统提出的低于 10ppm 的温度系数的要求 采 C 用二阶温度补偿技术来实现带隙基准电压源 其总体结构如图 13 所示电路包含 了带隙核心电路 偏置电路以及启动电路 其中带隙核心电路由温度补偿电路 以及运放电路构成 启启动动电电路路 带带隙隙核核 运运放放 偏偏置置电电路路 温温度度补补偿偿电电路路 图4 1整体电路结构原理图 4 2 运放的设计 4 2 1 运放的结构 对于运放在本带隙基准源电路中的特定应用 所要考虑的技术指标和普通 运放有些差异 比如本运放的设计就不需要考虑共模输入范围 因该运放的两 个输入端所接电位基本为固定电位 即不需考虑动态范围 所以在运放基本结 构的选取上采用普通的两级n差分或p差分运放结构就可以了 而不必采用rail to rail等结构 n差分对和p差分对输入的两级运放结构分别如图4 2所示 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 17 图4 2 运放的整体电路 因为 P 差分对输入的运放的电源电压抑制比高于 n 差分对输入的运放 因 为 NMOS 将电源的变化直接馈通至输出端 而 PMOS 图中的输出端和电源之间 有电流源隔离 输出端受电源影响较小 在本设计中选择图 14 的结构 是由两 级放大器构成 第一级是由 M2 M3 M4 M5 M7 构成的差分放大电路 第 二级是由 M1 和 M6 组成的共源放大器 交流小信号等效电路如图 4 3 图4 3运放的小信号模型 其中R1与C1分别为第二增益级输入端的等效电阻与分布电容 R1值为 差分输出端M2 M7的输出阻抗的并联 即R1 rds2 rds7 R2 CL分别为第二 增益级 第 4 章 带隙核心电路的设计 18 输出端的电容与电阻 R2值为输出放大器M1 M6的输出阻抗rds的并联 即 R2 rds1 rds6 电容CL主要是输出端的负载电容 gm1 gm2分别为放大器第一 级与第二级的等效跨导 显然 该电路的直流电压增益Av为 4 1 2121 RRggVVAmmINOV 对于图 14 所示的放大器 在第一级的输出端和第二级的输出端加上电容 Cs 对频率进行补偿时 可用图 15 的等效电路写出电路的节点方程 4 2 0 0212121 SCVVSCVRVVingmS 4 3 0 2022022 SCVVSCVRVVgmSL 解上述方程 得传递函数为 4 4 2 1 1 2 CSbS g SC A R Vm S V in O 4 2 2 相位的补偿 两级运放至少有两个极点 而且一般都用在闭环结构中 所以出于稳 定性考虑 必须对它进行补偿 在输出和第二级跨导级gmL的输入之间跨接一 个电容实现的 其小信号模型如图4 4所示 图4 4相位补偿电路 加了补偿电容Cc将产生两个结果 第一 主极点将明显地移向复频面的原 点 第二 由于负反馈降低了第二级的输出电阻 次极点将向远离复频面原点 的地方移动 传递函数为 1 1 2 11IIIIIIIIIIIIIII IIIIIIII CcCCcCCICIIRRsCcRRgmCcCRCcCRs gmsCcRRgmgm Vin Vout 4 5 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 19 假设两个极点相距较远 可得 4 6 CcRRgm P IIIII 1 1 4 7 CcCCcCCC Ccgm P IIIIII II 2 还有一个零点位于复频面的正实轴上 这是通过 Cc 的前馈路径得到的 右 半平面的零点为 4 Cc gm Z II 1 8 如果零点至少在10GBW以外 为达到450的相位裕量 第二极点必须至少 在1 2GBW以外 为了达到60的相位裕量 第二极点必须高于GBW的2 2倍 4 9 L LI C gm Cm gm GBW 2 1 这是因为所需的Cm随gml按比例增大 但GBW可以通过增大输出跨导和减 小负载电容来增大 相位裕度可以用下式来估算 Lgm gm Z GBW p GBW p GBW PM 1 1 1 1 2 1 1 1 tan63 tantantan180 4 10 从上式可知 放大器的相位裕度十分依赖于 gml 和 gmL 的比值 这事实上 显示了右半平面零点对相位裕度的影响 右半平面零点的存在是由从补偿电容 流向输出的前馈小信号电流引起的 如果 gmL 很大 小信号输出电流大于前馈 电流 那么 右半平面零点将出现在很高的频率 因而小的 gml gmL 给出一 个更好的相位裕度 4 2 3 失调电压对基准电压源的影响 本次设计使用了一个差分放大器来钳位产生IPTAT 假设误差放大器输入端 存在失调电压Vos 且低频增益趋于无穷大 则得到下面的等式 outYOSXVVVVA 3 2 2R VV R VVBEYXout 4 11 2BEXVV 第 4 章 带隙核心电路的设计 20 综合上面的式子可得到输出电压 4 12 2 32 3 lnBEOSTV RR R VNVVout 可以看出 失调电压直接影响了基准电压的精度 为抵消这一误差 下面 3 种是比较常用的方法 1 叠加两个VBE 使得Vos对输出电压的影响减少约一倍改写上式可得 4 13 32 3 2 32 3 ln2 RR R V RR R VNVVoutBEOST 失调电压对输出的影响通过括号里的第一项的增大而减小了 然而通过分 析可知供电电压至少高于 2 VBE 即必须大于 1 3V 本次设计的供电电压为 1 5V 以下 所以这种方法无法应用于低电压设计 2 增大 N 值 比如 24 也可减少 VOS 对输出电压的影响 增大 N 值 为 24 后 ln24 4 9 又知 ln8 2 8 所以失调电压 VOS 的影响减少了 43 但 PNP 管的面积却增了 3 倍 根据 TSMC 的 0 18 m 标准 CMOS 工艺提供的模 型 单个 PNP 管的发射极面积达 10 mx10 m 显然 24 个 PNP 管会占用很大 的面积 所以如果芯片面积裕量有限这种方法并不是一个非常好的选择 3 增加误差放大器输入管尺寸 选择合理结构精确匹配 误差放大器的 失调电压主要来源于差分输入管的不匹配 所以适当增大输入管的尺寸可减小 误差 考虑到设计需要 本次设计选用第三种方法 4 2 4 运放仿真结果 放大器的低频增益约 86dB 单位增益带宽 1 3MHz 相位裕度 63 PRSS 100dB 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 21 图4 5运放的电源抑制比 图4 6运放增益和相位 4 3 启动电路的设计 假设电路上电后 由于失调电压的存在 导致误差放大器的输出偏高而不 第 4 章 带隙核心电路的设计 22 足以开启 PMOS 管 则带隙基准电路中不会电流通过 这样输出的基准电压保 持为 0 电路始终维持在稳态点 B 为避免这一情况 必须要加入一个启动电 路使得电路上电后能迅速产生一个偏置电流把电路拉向正常工作点 A 启动电 路的一般要求有以下几点 1 能快速产生偏置电流来启动电路 2 主电路一进入稳定工作状态后启动电路能自动关闭 3 不影响基准电路的正常工作 不影响输出基准电压的精度 本次启动电路设计引入了数字电路中反向器的思路 这种启动电路具有器 件使用少 功率损耗趋于 0 适合低压应用等优点 具体分析如下 图4 7 启动电路 如图4 7所示M24 M16的栅极接PNP的射极 M23 M19增加过驱电压保 证M24的栅极为VBE时不能导通 电容C1的上端接电源 下端接放大器的输出 假设上电后电路工作在零稳态点B 则PNP管应该没有电流通过 VBE接近0 此时M24 M16构成的反向器拉高M22的栅极 M22导通后它的漏极电位降低 如果这个电位小于VDD 3VTHP 则此时PMOS管应能够导通 为误差放大器和 基准核注入电流 直到电路达到稳态点A 此时反向器输入端电压约为0 67V 它的输出接近0 M22立即被关闭 如果器件参数设置得当 正常工作后整个启 动电路的功率损耗很低 为nW级 电容C2有保护电路的作用 用以防止上电时 第 4 章 带隙核心电路的设计 22 出现 第 4 章 带隙核心电路的设计 24 的电流尖峰 这个电容不需要很高的精度 使用MOS电容就可以达到保护作用 4 4 基准电路的设计 图4 8带隙基准完整仿真电路 如图20所示带隙基准电路的整体电路由核心电路 运算放大器 偏置电路 启动电路四部分组成 表1为整个带隙基准的原理图 其中MOS管器件和晶体 管 电容等器件参数如下 第 4 章 带隙核心电路的设计 24 表4 1器件参数列表 器件名 设置参数 并联数器件名 设置参数 并联数 M1 L W 1 10 1 M6 L W 1 2 2 M2 L W 1 10 2 M7 L W 1 2 1 M3 L W 1 10 2 M8 L W 1 2 1 M4 L W 1 10 1 M9 L W 1 2 4 M10 L W 1 2 1 M12 L W 1 10 1 M11 L W 1 10 4 M14 L W 1 10 15 M15 L W 1 10 15 M16 L W 2 10 10 M17 L W 1 10 15 M18 L W 1 10 15 M19 L W 10 2 20 M22 L W 2 10 10 M23 L W 10 2 20 M24 L W 10 2 20 R0 L 4 24um 1 R1 L 72 14um 1 R3 L 21 16um 1 R7 L 273 7um 1 R8 L 273 7um 1 R9 L 118 97um 1 R10 L 290um 1 R11 L 290um 1 C0 W L 30u 30u 1 C1 W L 30u 30u 1 C2 W L 15u 15u 1 Q1 1010 1 Q3 1010 1 Q0 1010 7 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 25 第 5 章仿真结果 图 5 1 一次补偿温度 电压 由图 21 根据各温度点的电压值和计算公式可以求得温度系数 5 1 6 10 min max minmax TTVon VV TC 由上图可知 在温度 40 135变化时 输出电压最高为502 1mV 最低为 501mV 通过计算可知温度漂移系数为9 3ppm 满足了设计要求 接下来仿 真二次补偿 对比一次补偿看看是否能够降低温度漂移 第 5 章 仿真结果 26 图 5 2 二次补偿温度 电压 由图22可以看出通过二次非线性温度补偿后 温度漂移得以降低 最高电压为 502 4mV 最低电压为502 3mV 通过计算可以只温度漂移系数为3ppm 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 27 图 5 3 输入电压 输出电压仿真结果 室温下 扫描输入电压0 2 5V 时的输出电压曲线表明 带隙基准源最低能 够在电源电压为1V 时稳定工作 图 5 4 输入电压 输出电压仿真结果 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 29 25 室温下 基准源电路正常工作时 电源电压从1V增加到2 4V 也就是说当 电源电压变化0 6V 输出基准电压偏差约0 5mV 电源精度为0 04 如过需要进 一步减小输出电压和电源的相关性 可采用CASCODE 共栅共源 结构的误 差放大器 但同时电源电压必须相应增加 从而导致功耗的增加 图 5 5 电源抑制比 频率 25 室温下 基准源电路正常工作时 在低频带宽为 1KHz 内 基准的 PRSS 可以达到 74dB 根据仿真结果列表总结如下 表5 1仿真参数列表 输出信号 参数设计目标实际仿真结果 备注 温度系数 10ppm C 3ppm C 温度范围 45 135C C 电源抑制比 70dB 74dB 频率范围 1 1GHz 电源精度 0 5 0 04 电源电压变化范围 1 833 7 基准电压 静态电流功耗 100uA 76uA 电源电压为1 8V 本次设计从参数上分析 具有的优点是较低温度系数和较高的电源精度 还有较低的功耗 可以应用于低功耗和高精度 LDO 低压线性稳压器 中 但 不足之处在于较低电源电压给电源抑制比的提高带来的难题而造成 PRSS 较低 希望今后能够采用一些特殊的结构进行设计 来提高电源抑制比 第 6 章 结论 30 第 6 章结 论 本文设计并实现了一个高精度低温度系数的 CMOS 带隙基准电压源带隙基 准电压源的性能在整个电流源电路的性能中起关键作用 通过对带隙基准电压 源的温度特性 电源抑制性能 功耗以及精度等的分析 根据各个性能间的相 互制约关系对电路参数的选取进行折衷 该带隙基准电压源采用 PMOS 运算放 大器对输出基准电压进行非线性温度补偿 在 TSMC 0 18 mCMOS 混合信号 工艺条件下产生一个高精度低压基准带隙源 仿真结果表明 电路具有较好的温度特性 在 40 135 温度范围内 输出基准电压的温度系数为 9 3ppm 在电源电压为 1 8V 时 在低频率段 PRSS 可以到达 74dB 在高频段 PRSS 也可以达到 60dB 在电源电压从 1V 变 化到 2 4V 时 电源电压变化30 输出基准电压偏差约 1 2mV 输出精度 可达 0 08 在设计过程中 发现还存在很多需要解决的问题 在将来的研究中 可以 从以下几个方面进行考虑 1 基准电压源和电流源的电路是采用的 Cadence Spectre 进行的前端仿 真 但未用 Virtuoso Layout Editor 进行了版图的设计 以及后端的仿真 以后 在条件允许的话 也要用 Hspice 分别进行前端和后端仿真以减小仿真工具带来 的误差 进一步验证设计结果 2 仿真采用的是我国集成电路生产的主流 CMOS 0 18um 的工艺 由于 它的标准电压是 1 8V 导致输出端的电源电压抑制比不是非常理想 以后要尽 可能地采用 SiewKuokHoon 等提出的结构来提高这个指标 3 未来集成电路的发展趋势是低压和低功耗 随着工艺不断进步 器件 的工作电压会减小 上述设计的基准源将不再适用 所以要采用新的工艺模型 设计新的电路结构 注意采用亚阈值 MOSFET 器件 进一步降低器件的功耗 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 31 参考文献参考文献 1 WIDLAR RJ New Developments in IC Voltage Regulators J J Sol StaCirc 1971 2 Malcovati P Maloberti F New Curvature Compensation Technique for CMOS Bandgap Reference with Sub l V Operation J IEEE Solid state Circuit 2001 36 7 1076 1081 3 Doyle J Young J un Lee Yong Bin A CMOS sub bandgap Reference Circuit with l V Power Supply Voltage J IEEE Sol id state Circuit 2004 39 1 252 255 4 Kevin Tom Atila Alvandpour Curvature Compensated CMOS Bandgap with Sub 1 V Supply 2006 5 Malcovati P Maloberti F Pruzzi M Curvature Compensated BiCMOS Bandgap with 1 V Supply Voltage 2001 07 6 毕查德 拉扎维 陈贵灿模拟CMOS集成电路设计 2003 7 IANG Y LEE E K F Design of low voltage bandgap reference using transimpedance amplifier J IEEE Trans Circ and Syst 2000 47 6 552 555 8 K E Kujik A Precision Reference Voltage Source J IEEE J of Solid State Circuits v01 8 pp 222 226 June 1973 9 B Razavi著 陈贵灿 程军等译 模拟CMOS集成电路设计 M 西安交通大学出版社 2002 10 Phillip A1len E Gabriel A Rincon Mora A 1 1 V Current Modeand Piecewise Linear Curvature Corrected Bandgap Reference J IEEE Sol id state Circuits 1998 33 10 1551 1554 11 V V Ivanov K E Sanborn and I MFilanovsky Bandgap voltage references with 1V supply inProc Eur Solid State Circuits Conf ESSCtRC Sep 2006 PP 31l 3 14 致谢 32 致致 谢谢 本文是在张开华教授的热情关心和指导下完成的 他渊博的知识和严谨的 治学态度使我受益匪浅 对顺利完成本课题起到了极大的作用 在此向他表示 我最衷心的感谢 最后向在百忙之中评审本文的各位专家 老师表示衷心的感谢 作者简介 姓 名 刘明洋 性别 男 出生年月 1989 年 2 月 22 日 民族 汉 E mail 373458772 电子科技大学成都学院本科毕业设计论文 33 第 7 章 外文资料原文 Bandgap References Analog circuits incorporate voltage and current references extensively such referencs are dc quantities that exhibi