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电子测量目录阻抗测量：1电阻测量1电容测量5电感测量10电压电流测量11电压测量11电流测量31周期与频率的测量36频率与周期36相位38传输特性测量41功耗测量44功率44效率47功率因数47暂态稳态特性测量48暂态特性48稳态性能54元件测量55晶体管55二极管55三极管57电阻元件59电容器元件61电感元件62输入阻抗以及输出阻抗63输入阻抗63输出阻抗65阻抗测量：电阻测量原理： 电阻上电流与压降有固定的关系 对大电阻 中等电阻与小电阻分别处理。将阻值转换为电流或电压值来间接的测量，使用恒流方式驱动或恒压方式驱动。方法：直流电阻 在路 非在路直接测量 比较测量 间接测量 电表法 伏安法 欧姆表 三表 电桥法 直流电桥 交流电桥谐振法 利用变换器测量 直流小电阻： 直流双电桥 数字微欧计 脉冲电流测量 直流大电阻： 冲击电流计 高阻电桥 测量高阻时很容易因为烦扰而出现跳表等严重干扰测量的阻碍。使用比例法也会因为稳定时间过长而增长测量时间，所以在高阻及超高组的测量上，必须突破比例法。 200M高阻测量 设计思想是将被测电阻Rx与基准电压的电路相串联，使UREF值随Rx而变化。所用芯为ICL7106，其输入端接固定电压UIN，这样Rx上引入的干扰就加不到模拟输入端，从而避免了跳数现象。使用正温度系数热敏电阻（PTC）与晶体管（VT）等构成，ICL7106内部的2.8V基准电压源E0经过R1,PTC(阻值为Rt)和Rx之后接模拟地，并以R1上的压降作基准电压，有公式UREF=R1R1+Rt+Rx*E0因被测电阻为高阻，故Rx R1+Rt，上式就化简为UREF=R1Rx*E0另有R2，R3组成固定分压器，以R3上的压降作为ICL7106的输入电压UIN，其表达式为：UIN=R3R2+R3*E0若把R3=10Kohm，R2=990Kohm，E0=+2.8V一并带入，则UIN=0.01E0=28mV。所以，综合上三式，我们得到 Rx=R1R2+R3R3*UINUREF最后带入各电阻值，得到Rx=1M*990K+10K10K*UINUREF=100M*UINUREF上式就是200M欧姆档测量原理。测量超高阻利用电导法可间接测量超高阻，所用芯片是4位半A/D转换器ICL7129。使用电导法，分辨力达0.1nS，测量范围为0.1nS100.0nS，对应于10000Mohm10Mohm，准确度达正负1%。RP为精密多圈电位器，其阻值为RRP，R2R4为限流电阻。FU采用0.2A/250V熔丝管作为过流保护。VD1和VD2是过压保护二极管。C用以滤除高频干扰，R3与RP均为取样电阻，他们与被测电阻Rx相串联。ICL7129输出的+3.2V基准电压源E0经过R1向Rx提供测试电压。当基准电压选1.0000V，ICL7129的RANGE端开路时，基本量程UM=200mV。因R3+RRP与Rx构成分压，故被测电阻值越大，在R3+RRP上的压降越低。令测试电流为I，仪表输入电压UIN=IR3+RRP=R3+RRPR1+Rx+R3+RRP*E0改变RRP值能适当调整UIN大小，对电导表进行校准。 交流电阻： 交流阻抗电桥 （电桥平衡） 变压器电桥数字式具体方案一： 利用恒流源将电阻转换成正比的电压，然后通过A/D测量。原理电路如图所示：如果所用的恒流源电流为I0,则输出的电压为Uo= I0*Rx只要调理电路的输入阻抗足够高，测出的电压就是有效的。该电路有一个明显的缺点是输出阻抗不够高，在应用中要注意克服。方案二：为了在实际应用中测电阻时可以调整档位，也常用到下面的电路，该电路相对于方案一由于引入了集成运算放大器的负反馈，是输出阻抗显著减小。电路如图所示：所用的恒流源电流为I0,则输出的电压为I0*R1最后输出的表达式为：Uo=（I0*R1*Rx）/R_level 上式表明:输出的电压与Rx成正比，通过调整R_level可以实现切换档位测量，R_level越大，可测范围也越大。方案三： 利用惠斯登电桥测电阻，该方法在以前模拟仪表中常被采用，是测量准确度比较高的一种方法（电路如图示）。要实现电阻的全自动测量，可以将其中的R1改为电子负载，通过电子负载在一定范围内的阻值扫描，实现电桥平衡。 当电桥平衡时，有下式成立： Rx=(R2*R3)/R1 为准确地找到该平衡状态，将输出的电势差的两端接到一个相减器的两个输入端，然后通过提调理电路接A/D，即可实现对该电势差的监测。 惠登斯电桥的优点：测试准确度高，结构简单。 缺点：灵敏度不高、输出电阻较大、电桥不平衡时输出电压与被测元件的相对误差呈非线性。 方案四：惠斯登电桥的改进有源电桥。 该电路的输出表达式为： 当=0时，有 Rx=(R2*R3)/R1 成立。所以=0是有源电桥的平衡条件。 为找到平衡状态，电阻自动扫描方法可仍参考方案三进行。由于采用了集成运算放大器，有源电桥可以降低输出阻抗，且输出电阻与Rx大小无关。另外，它克服了惠斯登电桥的相对误差Uo与相对误差呈非线性的缺点。 一般情况，相对误差大小一定的情况下，灵敏度越高，的数值就越大，采用有源电桥后，对后级放大器的增益要求降低，放大器可在更深的负反馈下工作，是后级放大器的各项指标都有显著改善。 注：单片机系统中，对电信号幅度的测量，最终通过A/D转换获得，后级放大器是前端调理电路必不可少的。方案五： 通过555定时集成电路，将电阻值转换为脉冲的频率信息，利用单片机的测频测周功能，可以间接测量出热电阻等电阻的阻值。利用555的单稳态型，设计一个方波振荡电路，其中周期随R的改变而改变。（电路如图所示）其中上升时间由Rt、R2、C1回路的时常数决定,充电电压从至，充电时间为：tr=0.7（Rt+R2）C1下降时间由R2、C1回路的时常数决定,放电电压从至，放电时间为：tr=0.7R2C1当RtR2时，脉冲周期Ttr=0.7RtC1,只要利用单片机的测频测周功能即可间接测出Rt。电容测量内容： 无极性电容 电解电容 可变电容 容量原理： 电流法 频率阻抗法，C-f，C-U，C-T方法： 固定无极性 小电容（0.01uf以下）： 数字万用表 或用指针万用表测量是否有漏电损坏或内部击穿（10k欧姆档） 大于0.01uf 用10K欧姆档同上 并可根据指针偏移估算容量数字万用表电解电容： 档位选择： 147uf 1K欧姆档 大于47uf 100欧姆档 测量漏电阻： 红-负极 黑-正极 再反向 应为几百K欧以上，越大越好（但不能不转，否则断路） 大容量漏电阻： 先用小档快速充电 在扭大档位， 10000uf 100K欧是正常的 极性判别： 漏电阻大的那次是正向接法， 黑表笔为正， 可变电容器： 转轴机械性： 转轴动片接触： 动片与定片之间有无碰片断路或漏电 容量：电容是一个常见的物理量，许多电路参数都与之相关，在电子测量中，有许多传感器也是以电容的变化反映的。常见的电容湿度传感器就是一例。 在模拟仪表中，测量电容的方法主要有交流电桥法、谐振法等，但这些在有单片机的测量系统中，并不便于采用。用单片机测量时，应将电容值转换成便于单片机测量的电参量，如：转换为幅度信息便于用A/D测量；转换为频率信息便于用定时器、计数器测量。 下面是我们小组经过讨论提出的几种方案，在讨论这些方案时，我们特别注意将电容值和转换成的电参量设计成线性关系。方案一：利用正弦稳态电路测电容值。 图2-3 正弦稳态电路测电容值当电路建立正弦稳态响应后，Uo与V1的关系为： （式2-13）当时，上式可改写为： （式2-14）可得, 或 ； （式2-15）上面式子中的Uo、V1均为复数。从上式可以看出，只要测出输出电压的峰峰值即可间接测量出Cx。只要调理电路的输入阻抗足够高，测出的电压就是有效的。该电路有一个不足的地方：它所需的正弦电压发生电路的输出阻抗应足够高，以保证在Cx变化时正弦电压应具有高的稳定度，应用时要注意将该条件满足。方案二：利用微分电路产生随电容值正比变化的电压信号。整个单元电路的实现框图如图所示：正弦信号产生单元微分运算电路峰值检波器直流放大调零A/D图 2-4 微分运算测电容框图该电路实现同样有以上的问题，正弦信号发生电路的输出阻抗应足够高，以达到信号源电压峰峰值不受Cx影响的目的。微分运算由集成运算放大器完成，电路简洁，线性良好。是模拟电路基础中有该电路原理介绍,基本电路形式如下所示：图 2-5 微分运算测电容上图电路的输入输出关系为： （式2-16）或 （式2-17） （式2-18）从上式可以看出，只要测出输出电压的峰峰值即可间接测量出Cx，且Cx与输出电压的峰峰值成线性关系，处理数据方便。 方案三：正弦振荡发生电路中，振荡频率与振荡回路的参数Cx有关： （式2-19）只要测得了频率，就可间接测得Cx的电容值。典型正弦振荡电路有三点式振荡电路、文氏桥振荡电路等。以文氏桥电路为例，电路如图所示：图 2-6 正弦振荡器R1Cx_a与R2Cx_b形成正反馈之路，当R1 =R2=R, Cx_a=Cx_b=Cxxz,振荡频率为 （式2-20）设计时特别注意，文氏桥振荡电路的起振条件为： （式2-21）该电路采用相同的两个湿度传感器Cx_a、Cx_b，改善了器件一致性参数不好带来的影响。 测量频率相比测量幅度在输入输出阻抗上的要求降低了，频率信息不会由于放大使数据的有效性降低。方案四：利用555定时器将电容值转换为周期信息。图2-7 555振荡测电容其中上升时间由Rr、R2、C1回路的时常数决定,充电电压从至，充电时间为：tr=0.7（R1+R2）Cx （式2-22）下降时间tf由R2、C1回路的时常数决定,放电电压从至，放电时间为：tf=0.7R2Cx （式2-23）所以一个振荡周期的时间为：T=tr+tf =0.7(R1+2R2)Cx （式2-24）该种情况下，脉冲的周期与Cx的电容值成正比，利用单片机容易测出脉冲的周期，从而间接测出电容值。方案5，通过积分与比较器，实现C与T的转换。当模拟开关断开时，被测电容对E2积分，这一积分过程为定值积分过程，将一直积分直到输出为E1为止，此段时间为T1，T1结束后，比较器翻转，输出跳变为低电平，经反相器后控制开关闭合，负电压接入积分回路故通过Cx的积分电流极性将发生变化，使得积分器朝向相反的方向积分，这是输出电压从E1经过一段时间后被归零，设这段时间为T2，则可通过总周期T1+T2计算电容CxCx=E2R2E1-R1E2E12R22T图 C-T转换电路电感测量内容： 通断，电感量方法： 通断：在路： 用万用表1欧或10欧档，表笔接触电感两端，观察是否有电阻存在。电阻无穷大则为断。 非在路： 若线圈在小量程下电阻过小，则可大致判断其间有短路，这种情况只能在非在路情况下测量。 电感量： 电感测量仪 纯电感测量与电容类似测量原理框图如下DVM（UM=200mV）400HZ文氏桥振荡器反向输入缓冲放大器AC/DC转换器400HZ二阶有源滤波反向输入缓冲放大器可采用电容容抗测量法的电路稍加改动而成。需加注意的是电感值与电容值的转化，在400HZ情况下，电容值取uF，电感值取mH，则在数值上有L=156/C。因此，通过电容测量电路的量程，可换算出电感测量的下限。仅适用于纯电感。非纯电感的测量，因为有R存在的关系，需对测量值修正其余方法均可参考电容测量。电压电流测量电压测量内容：直流，交流，峰值，平均值，有效值，波形因数，波峰因数理论： 交流电的表征 峰值： Up 平均值： 有效值： 波形因数：有效/平均 波峰因数：峰值/有效波形A=Up波形因数波峰因数有效值平均值正弦1.111.414A/22A/半波整流1.572A/2A/全波整流1.111.414A/22A/三角1.151.73A/3A/2方波11AA锯齿波1.151.73A/3A/2脉冲波/tkT*AtkT*A白噪声1.253TtkTtk 常用仪器：模拟式电压表：将被测电压加到磁电式电流表上，并将偏转角度转成电压。测量简单，适用于长期监测或环境较差场合已极低频场合。结构简单价钱便宜。电子电压表：通过检波放大或放大检波电路，将被测电压转换成为直流电压再用磁电电流表上测量。低频毫伏表采用放大检波，高频毫伏表采用检波放大，检波方法有平均值检波，峰值检波，有效值检波等。数字式电压表：通过数字技术转化为数字信号测量。精度高，量程宽，显示位数多，分辨率高，易于自动化。示波器：转换为图形显示，相对前三法精度较低。 直流电压：通过高阻直接用AD采集，或使用差分电路，测量压差。 其测量过程为采样，信号调理，A/D转换，数据处理。在高电压测量时，采样电路一般用电阻分压器来对被测电压进行采样，分压器后用一个跟随器电路进行隔离，减少后级电路对采样的影响。对于弱点压，可直接用仪表放大器进行采样。需注意测量电路对原电路的影响。由于被测信号与AD转换间电压范围的差异，要尽量应用A/D精度时，需要加信号调理电路，对于比较大的被测信号，一般采用电阻分压衰减，主要考虑电阻精度温度系数切换控制等因素。同时还应考虑被测信号的负载效应和AD输入端口驱动能力必要时可以用跟随器隔离。低频电压测量：1M以下的电压信号，采用交流电压表，多采用放大检波式，需注意波形差异以及需测量与被测量的关系。高频电压测量： 多采用检波放大式，或外差式。噪声电压：热噪声，散弹噪声，闪烁噪声，闪烁噪声主要对低频产生影响，热噪声与散弹在线性频率范围内能量分布是平均的。 测量： 1. 交流电压表：电压表带宽应大于被测噪声。噪声会有很高的瞬时峰值，所以要将测量放在量程1/2到1/3范围内。2. 示波器，以AC耦合方式送入，将扫速降低，会出现一条垂直亮线，测得两端电压差，为峰峰值，再按波形系数转化。峰峰：峰值检波电路；精密峰值电压检测；幅值：峰值检波；需注意在转换时波形因数的影响。平均值：平均电容；先经过全波整流电路对电压信号进行绝对值变换，再用滤波器滤出直流分量，根据傅里叶级数，得知其0频分量为所求平均值。最基本的方法是用整流桥实现平均值检测电路，有效值：模拟电路：可以通过平方器，积分器，开方器的结构来得到其有效值。也可通过平方律器件，或搭建平方律网络来得到电压的功率。 数字电路：有效值就是均方根，由此可知我们可以用采样的均方根计算有效值。一种由运放、D触发器、555定时器等组成的数字化电压、电流有效值测量电路,先由标准电流源在固定时间内对运放及电容组成的积分电路反向充电,随即待测信号对其正向充电,最后由单片机的定时器计量脉冲宽度,由脉冲宽度以查表方式求出待测信号的有效值。 集成芯片：AD536A是AD公司开发的一款真有效值交流转直流的集成芯片，最大误差0.2%0.5%（之间型号有差别）有效值输出范围：07 V；封装：14脚密封陶瓷DIP或10脚TO-100封装。 其他性能与规格的还有AD736等。 热点式：输入电压在采样电阻上产生电热效应，用热点偶家测电阻温度，再换算成功率，电路中的冷端同时测量输出电压在相应采样电阻上发热的温度，从而抵消发热量随时间积累使采样点温度变化而造成的影响。1. 直流电压测量法一：由于模拟电压表表头的内阻是一定的，当在表头两端加上不同电压时，表针偏转角也不同，因此经过校准，在表盘上按电压数值刻度后，就可用来测量电压。不过由于表头内阻较小，容许通过的电流又很小，所以它能测量的电压范围也很小。Im=50uA,r=3k表头为例，如图1所示，在指针满刻度时，它两端的电压为图1 用表头直接测电压即它的最大值为0.15V。为了能测量较高的电压，需串联倍压电阻RP来扩展量程。 这时电压表的内阻为图2 原理电路图图2给出了三用表直流电压档量程扩展的原理电路图。图中，除最小量程U0=Im*R0外，又增加了U1、U2、U3三个量程。根据所需扩展的量程，不难算出三个倍压电阻值为R1=(U1/Im)R0R2=(U2U1)/ImR3=(U3U2)/Im通常，把电压表内阻与量程Um之比定义为电压表的电压灵敏度（欧姆每伏,）:数越大，表明为使指针偏转同样的角度所需的驱动电流越小。数一般标在磁电式电压表表盘上，可依据它推算出不同量程时的电压表内阻，即磁电式直流电压表的结构简单，使用方便，其误差除来源于读数误差外，主要取决于表头本身和扩展电阻的准确度。一般在左右，精密电压表可达0.1%。其主要缺点是灵敏度不高和输入电阻低。在量程较低时，输入电阻更低，其负载效应对测量电路工作状态及测量结果的影响不可忽略。法二： 用数字万用表，即直流电子电压表测量电压，需要注意的是两个表笔的极性，不能弄反。2，交流电压的测量交流电压大多采用电子电压表来测量，它通过AC/DC变换器将交流电压转换成直流电压，用数字电压表直接测量出来的是模拟量。低电平电压测量 造成低电压测量困难的因素有很多nc.moc.enilnosmm.www,例如,各种各样的噪声源可能阻碍获取实际电压,而热电压(热电EMF)可能在电压读数中引入误差偏移量和漂移。过去还可能通过简单地增加测试电流,直到DUT(待测器件)的响应电压远远大于这些误差；但是,对于如今小型的电子器件SooQ.,不能再采用这个方法。因为增加测试电流可能引起器件发热,改变器件的电阻,甚至损坏器件。获得精确、一致的测量结果的关键是消除这些误差。 对于低电压测量应用,这些误差很大程度上是由白噪声(覆盖所有频率的随机噪声)和1/f噪声组成。热电压(通常具有1/f分布)由电路的温度差异产生。 电阻利用欧姆定律计算IIA版权所有,即器件两端测得的直流电压除以直流激励电流就得到电阻值。电压读数是器件两端产生的电压(VR)、引线和接触电阻的电压(V引线电阻)、其它1/f噪声分布 (V1/f noise)、白噪声(V白噪声)和热电压(Vt)的总和。用四条独立引线把电压表和电流源连接到器件就能消除引线电阻,因为电压表不会测量电源引线两端的电压降。采用滤波技术可以减小白噪声；但是不会显著降低1/f噪声,而1/f噪声常常确定了测量噪声的基底。 热电压通常具有1/f特性,这意味着可能有很大的偏移量；而所做的测量越多工业自动化网版权所有,产生的漂移就越大。偏移量和漂移的叠加甚至可能超过VR,即由施加的电流引起的DUT两端的电压。通过采用技术手段如全铜电路结构、热隔离、精确的温度控制和频繁的触点清洁等等,可能使热电压减少。 但是无论采用什么手段最小化热电压,要完全消除它们是不可能的。与其采取措施最小化热电压造车网版权所有,不如找到一种更好的方法,能在即使存在大的热电压的情况下,也能精确地测量电阻。 测量电阻的Delta方法 消除恒定热电压的一种办法是采用Delta方法,其中电压测量先以正向测试电流测量www.IPI,再以反向测试电流测量。可以采用一种改良的技术来补偿时刻变化的热电压。在短时间内,热电漂移可以近似为线性函数。连续电压读数之间的差就是热电压变化率或斜率。该斜率是常量,所以,通过交替变化电流源的方向三次,做两次Delta测量www.IPI,1次以负跳变阶跃电流,另一次以正跳变阶跃电流,就可以消除该斜率。为了使线性近似能有效,电流源必须快速改变方向SooQ.,而电压表必须在很短的时间间隔内精确地测量电压。如果这些条件满足,三点Delta模式测量技术就可以不受热电偏移量和漂移的影响,获得想要测量信号的精确电压读数。 对三点Delta模式测量周期做数学分析,可以证明该技术是如何补偿电路中的温度差异,从而减少测量误差的。以图2a为例,测试电流= 5nA；器件电阻 = 500 。 忽略热电压误差,在每一步测量出的电压是:V1 = 2.5V ; V2 = -2.5V ; V3 = 2.5V 让我们假设在短时间内温度呈线性增加,这样就产生了一个如图2b所示的电压波形,其中Vt在连续读数的同时SOOQ.cn版权所有,逐渐上升到100nV。 图2a:基于交变电流源的三点Delta方法用于电压测量,可以消除热电压误差图2b:三点Delta方法消除了因线性增加的温度所产生的时刻变化的热电压误差 如图2b所示,由电压表测得的电压包括因电路中增加的热电压引入的误差,并且不再具有相等的幅度。然而工业自动化网,测量结果之间的绝对差就是一个恒定值为100nV的误差,所以,有可能消除这一误差项。第一步是计算Delta电压。第一个Delta电压(Va)等于: Va = 负阶跃电压 = (V1 - V2)/2 = 2.45 V 第二个Delta电压(Vb)由正向阶跃电流产生,等于: Vb = 正阶跃电压 = (V3 - V2)/2 = 2.55 V 热电压把负误差项叠加在Va中,而正误差项叠加在Vb的计算中。当热漂移为线性时,这些误差项在幅度上相等。因此,我们可以利用Va和Vb的平均值以消除误差。 Vf = 最终电压读数= (Va + Vb)/2 = 1/2(V1 - V2)/2 + (V3 - V2)/2 = 2.5 V Delta技术消除了因时刻变化的热电压引起的误差,因此,电压表测量到的电压就仅仅是由激励电流引起的电压。因为电流方向的交替连续进行,每一个连续读数都是三个最近的A/D转换值的平均值。 三点Delta模式测量技术是高精度电阻测量的最佳选择。图3比较了在大约100秒时间范围内SooQ.cn,用10nA测试电流对100 电阻进行1,000次测量的结果。 图3:两点Delta 方法和三点Delta方法的应用结果比较表明,三点Delta方法极大地减小了噪声 在这个例子中,热电压改变的速率不超过7V/s。两点Delta技术随热电压误差漂移会波动达30%。比较而言搜企网版权所有,三点Delta模式测量技术的噪声要低得多,该测量不受测试电路中热电压变化的影响。 设备要求 三点Delta模式测量方法的成功取决于短时间间隔内观察到的热漂移的线性近似度。这种近似需要测量周期时间比测试系统的热时常数要快,因此就对所用的电流源和电压表提出了一定的要求。 电流源必须在均匀的时间间隔内快速交替电流方向,这样热电压才能在每一次测量间变化相同的量。 电压表必须与电流源严格同步,并能够在短的时间间隔内做精确测量。同步有助于仪器之间的硬件握手,以便于电压表仅仅在电流源已经稳定之后才做电压测量,并且电流源在电压测量完成之前不会改变极性。电压表的测量速度在确定总周期时间时是关键因素；电压测量速度越快,意味着周期时间越短。为了可靠地测量电阻moc.861ehcoaz.www,电压表必须在不牺牲低噪声特性的前提下保持该速度。 在低功耗应用中,电流源必须能输出低的电流值,以免超过器件的最大额定功率。这种能力对于中高和高阻抗器件特别重要。 微分电导 另外一种用于提取固态纳米级器件特性的重要测量技术是微分电导。对于这些材料,其特性很少简化为欧姆定律。对于这些非线性器件塑料工业网,电阻不再是一个常数,所以,为了对它们进行研究,需要对I-V曲线上每一点斜率进行仔细测量。这种求导方法称为微分电导dG = dI/dV (或者它的倒数,微分电阻dR = dV/dI)。微分电导令人感兴趣的根本原因是微分电导在电子最活跃的电压(或者更精确地说是电子能量(eV)处达到最大值。 在不同的领域MMS版权所有,这种测量方法可能被称为电子能谱法、隧道能谱法或状态密度。通常,研究人员进行微分电导测量的方法有两种:1. 采用计算推导来获得I-V曲线；2. 利用交流技术。I-V曲线测量方法仅仅需要一个电源和一台测量仪器,这使得其易于调整和控制。这种方法要先做电流-电压扫描测量,然后求解出数学导数。然而搜企网,采用数学导数会对各种测量噪声放大,所以必须在求导之前运行多次测试,并对结果取平均值以使曲线平滑。这就会使测试时间变长。图4:用于微分电导测量的I-V曲线方法需要对信号求导数,这会放大噪声 图5:用于获取微分电导的交流技术可能采用多达6个元件,使其设置比I-V曲线方法要复杂得多。然而,测量中引入的噪声量减小了 图6:利用包含了交流技术中采用的所有仪器的两台仪器,进行微分电导测量 交流技术减少了噪声和测试时间。它在扫描直流偏置上叠加一个小幅度的交流正弦波,这需要采用许多设备并且难以控制和调整。装配这样一个系统非常耗时北京汉阳,并且需要广泛的电路知识。所以,虽然交流技术产生较低的噪声nc.moc.enilnosmm.www,但是要复杂得多。 然而,还有一种既简单并且噪声又低的测量微分电导的方法。该技术需要一台电流源仪器,它把直流和交流元件组合到一台仪器中。不需要对电流做再次测量,因为这个仪器就是真正的电流源。图7所示为微分电导测量中的电流源。 图7:新技术中所用的波形是一个线性阶梯函数nc.moc.enilnosmm.www,其中结合了交变电流和阶梯电流 波形可以被分解为交变电流和阶梯电流。采用与Delta方法严格相同的计算方法,就可以在阶梯波的每一点精确地测量电阻或电导。由于三点Delta技术消除了线性漂移偏置量,因而它也免受线性变化的阶梯波的影响。此外,在这种方法中所用的纳伏电压表在交变频率上具有比锁定放大器更低的噪声。 上述这种方法有几个好处。首先IIA版权所有,在最高电导的区域,通过以相同的阶跃电流为扫描提供电流源www.ZAOCHE168.com,可以采集更多的数据点；研究人员对这些区域最感兴趣并给出详细的数据。其次,仅仅用一台仪器就既提供电流源GUIZHIDAO.com版权所有,又测量电压,因而极大地简化了设备的安装。最后一点nc.moc.enilnosmm.www,噪声的降低可以使测试时间从一小时缩短为仅仅5分钟。 小结 热电EMF常常是低阻/低功率电阻测量中误差的主要来源。利用三点电流反向技术几乎可以完全消除这种误差。利用这种新技术,意味着不再需要为了使热量引起的电压噪声最小北京汉阳,而在电阻测量系统的布线中极其小心,从而极大地简化测量过程。把同样的技术应用到微分电导测量中,可以极大地减少噪声和测试复杂度。 电压测量基础为了理解如何测量电压，了解采取测量方式的背景知识是必不可缺的。本质上，电压是电路中两个感兴趣的点之间的电势差。然而，一个经常混淆的地方是确定测量参考点。测量参考点是测量时以为参考的电平。参考点方法本质上有两种测量电压的方法：对地参考和差分对地参考电压测量一种方法是以公共点或者“地”作为测量电压的参考。通常，这些“地”是稳定不变的，而且一般在0V左右。“地”这个术语源于通过将信号直接同大地连接以确保电势为0V的历史惯例应用。当通道遇到以下情况时，您可以使用对地参考输入连接： 输入信号电平较高（大于1V） 信号和设备之间连接导线的长度小于10英寸（3m） 输入信号同其他信号共用一个参考点 对地参考由测量设备或者被测外部信号提供。当设备提供地时，这种设置被称为对地参照单端模式（RSE）。当由信号提供地时，这种设置被称为非参考单端模式（NRSE）。大部分仪器都为模拟输入测量提供相似的管脚排列。下例显示的就是这类方法，测量中使用了NI CompactDAQ机箱和NI 9205模拟输入模块（见图1）。图1. NI CompactDAQ机箱和NI 9205模拟输入模块图2所示了使用NI 9205和NI cDAQ-9172的RSE电压测量接线图，和该模块的管脚定义。图2中管脚1对应“模拟输入0（AI0）”通道，管脚17对应公共地（COM）。图2. 对地参照单端模式图3所示了使用NI 9205和cDAQ-9172的NRSE电压测量接线图。图中，管脚1对应“模拟输入0（AI0）”通道，管脚35对应“模拟输入感应（AISENSE）”通道。这个通道专门为NRSE测量设计，可以侦测到由信号提供的对地电压。图3. 非参考单端模式差分电压测量另一种测量电压的方式是确定电路中两个独立点之间的差分电压。例如，测量单个电阻两端的电压就需要在电阻两端进行测量。电压差值就是通过电阻的端电压。通常差分电压测量在确定通过电路独立元件的电压或者信号源很嘈杂的情况下是很有用的。当通道遇到以下情况时，可以使用差分输入连接： 输入信号电平较低（小于1V） 信号和设备之间连接导线大于10英尺（3米） 输入信号需要一个隔离的地参考点或者回授信号 信号导线经过嘈杂的环境 图4所示为使用安装了NI 9205的cDAQ-9172的差分电压测量接线图。在图中，管脚1对应“模拟输入0（AI0）”通道，管脚19对应“模拟输入8（AI8）”通道。在差分模式中，负端信号直接连接到一个模拟输入管脚，此管脚与正端信号连接的模拟通道相配对。例如，“模拟输入0”连接到正端，而“模拟输入8”连接到负端信号；“模拟输入1”连接到正端，而“模拟输入9”连接到负端信号；如此下去。差分模式的缺点在于模拟输入测量通道数量会减少一半。图4. 差分模式信号源类型在配置输入通道和连接信号之前，应先确定信号源是浮动的还是接地的。浮动信号源浮动信号源没有连接到建筑接地系统而是拥有一个隔离的地参照点。浮动信号源的例子有变压器、热电偶、电池供电设备、光耦隔离器和隔离放大器等的输出。拥有隔离输出的仪器或者设备就是一个浮动信号源。浮动信号的地参考点必须同设备的地相连，为信号建立一个本地或者板载的参考点。否则，被测输入信号会浮动变动而超出共模输入范围。接地信号源接地信号源与建筑接地系统连接，因此在假定测量设备与信号源接入到同一个供电系统的条件下，信号源已经连接到与设备相关的公共接地点。接入建筑供电系统的仪器和设备的非隔离输出都属于这一范畴。连接到同一个建筑供电系统的两个仪器地之间的电势差通常在1到100mV之间，但是，如果配电线路的连接不合理，这个差值会高很多。如果接地信号源测量方法不对，此差值就是测量误差。遵循接地信号源的连接说明就能够消除源自被测信号地的电势差。图5所示为信号源类型和基于各个测量方法的最优化接线图。请注意，根据信号类别，某个电压测量方法会比其他方法根有效。图5. 常规信号源类别及对应的推荐输入配置高电压测量和隔离在测量高电压时需要考虑很多因素。在设计一个数据采集系统时，提出的第一个问题就是该系统安全与否。进行高电压测量，不仅对设备、被测单元有伤害性，甚至对您个人及同事的人身安全都存在着危险性。为了确保系统安全，应该使用绝缘测量设备，以在用户和危险电压之间提供一个绝缘障壁。隔离，是在物理和电气上将测量设备分离成两部分的方法，可分为电气隔离和安全隔离。电气隔离是两个电气系统之间的地没有相连。电气隔离可以断开接地环路，扩大数据采集系统的共模范围，还可以将信号地参考点的电压拉平到单个系统的地。安全隔离参考标准对保护个人远离危险电压有专门的规定，并对电气系统的性能进行评定，以避免高压和瞬变电压击穿边界传输到其他用户可能接触的电气系统等情况的发生。在数据采集系统中安装隔离装置主要有三个功能：防止接地环路，抑制共模电压，和提供安全保障。接地环路接地环路是数据采集应用中最常见的噪音源。这种情况发生在当电路中相连的两个端点处于不同的地电位上，导致两点间产生电流。系统的本地地电势可能比最近建筑物的地电势高或者低几伏特，而附近的雷击也可能导致此差值上升至几百或者几千伏特。这种额外电压不仅本身会导致测量的重大误差，而且电流电流会在附近导线中产生耦合电压。该误差可以瞬变信号和周期信号出现。例如，如果接地环路由60赫兹交流电源线形成，那么不必要的交流信号在测量中将以周期性电压误差出现。当接地环路存在，被测电压Vm就是信号电压Vs和电势差Vg之和，后者是信号源地和测量系统地之间的电势差值（如图6所示）。这个电势通常不是直流电平；因此，形成了一个受到噪音干扰的测量系统，在读取过程中包含了电源线频率（60Hz）成分。图6. 由地参考系统测量的接地信号引入了接地环路为了避免接地环路，就要确保测量系统中只有一个地参考点，或者使用隔离的测量硬件。使用隔离的测量硬件消除了信号源地和测量设备之间的连接路径，这样就可以防止多个接地点之间的电流流动。前文中我们提到过NI CompactDAQ 的设置，NI 9229模拟输入模块提供250V的通道至通道隔离。图7. NI 9229通道至通道隔离模拟输入模块共模电压一个理想的差分测量系统只反映两个端点正极（+）和负极（-）输入的电势差。两根导线间的差分电压就是有效信号，然而不必要信号很可能存在，这种情况在差分双线的两导线上都很常见。该电压就是常说的共模电压。理想的差分测量系统能够完全抑制共模电压，更不用说测量。然而，实际设备有很多限制条件限定了抑制共模电压的能力，这些限制条件由共模电压范围和共模抑制比（CMRR）等参数描述。共模电压范围的定义是指测量系统各输入端对地的最大允许电压摆幅。违反了该限制条件，不仅会产生测量误差，而且可能损坏板卡上的元件。共模抑制比描述的是测量系统抑制共模电压的能力。共模抑制比越高的放大器对抑制共模电压的效果越显著。在非隔离差分测量系统中，在电路输入端和输出端之间仍存在导电通道。因此，放大器的电气特性限制了输入端上共模信号电平的抑制。使用隔离放大器就可以消除导电电气路径，而共模抑制比也显著增大。隔离拓扑结构当配置测量系统时候，了解设备的隔离拓扑结构是很重要的。不同的拓扑结构有着不同的相关成本和速度的考虑。通道至通道最稳健的隔离拓扑结构是通道至通道隔离。在这种拓扑结构中，每个通道之间以及同其他非隔离系统元件之间都是隔离的。另外，每个通道都有自己隔离的电源。考虑到速度，有多种结构可以选择。每个通道使用一个模拟数字转换器（ADC）和一个隔离放大器的话，速度会明显变快，因为所有通道可以并联接入。NI 9229 和 NI 9239模拟输入模块提供通道至通道隔离来给予最高的测量准确性。一种成本效益好而速度相对较慢的结构是各个隔离输入通道多路复用到一个ADC上。另一种提供通道至通道隔离的方法就是所有通道共用一个隔离电源。在这种情况下，除非您使用的是前端衰减器，否则放大器的共模范围受限于电源的供应路径。组另一种隔离拓扑结构包括组合或集合多个通道来实现共享单个隔离放大器。在这种拓扑结构中，通道间的共模电压差是受限的，但是通道组之间以及与测量系统非隔离部件的共模电压可能会很大。通道之间不是隔离的，但是通道组同其他组和地是隔离的。这种拓扑结构是低成本的隔离解决方案，因为这种设计共用一个隔离放大器和电源。大多数NI C系列模拟输入模块都是组隔离的，如NI 9201和NI 9221，可以提供成本较低的准确的模拟测量。开始浏览您的测量工作：NI LabVIEW一旦将传感器同测量仪器相连，就可以使用LabVIEW图形化编程软件对数据进行可视化处理和分析。（见图8） 图8. LabVIEW电压测量电流测量原理：电流与电阻的压降，电流磁效应，电感的互感效应方法：1. 电流表直接测量法 2. 电流-电压转换法 若被测电流Ix很大，可以直接拥高阻抗电压表测量标准电阻两端的电压Ux；若被测电流Ix较小，应将Ux放大到电压表量程的适当值后再由电压表进行测量。为减小Ux的误差，要求该放大电路应具有极高的输入阻抗和极低的输出阻抗，为此一般采用串联负反馈放大电路：（a）中，开关S1S3为量程开关。若放大倍数为100，放大器输出接5V量程电压表，r1=10欧姆，r2=1欧姆，r3=0.1欧姆，则该电路所测电流量程相应分为5mA,50mA,500mA三档。（b）中是一个测量负载上电流Ix的实例，通过测量结型场效应管源极跟随器的输出电压Ux，可测得电源E在负载上产生的电流Ix图中R1=1k欧姆，R2=5k欧姆，r=0.01欧姆。若Ux接5V量程电压表，则可测负载电流Ix最大值为100A。（c）中，电流电压转换系数为式中，K为差动放大器放大倍数，可用电位Rw2调整R=0.1欧姆，当K=100时，电流电压转换系数为10V/A。反馈电阻法在被测电流回路中串接一个电压并联负反馈运放电路（其输入阻抗和输出阻抗都极低），让被测电流流过电阻，如图（a） 中，S为量程开关，R1=1k欧姆，R2=10k欧姆，R3=100k欧姆。若Ux接5V量程电压表，则该电路可测电流量程相应为5mA,0.5mA,0.05mA三档。该电路中标准电阻R1R3一般在10欧姆R1M欧姆范围，当R1M欧姆，准确度难以保证。此时可选R=1M欧姆，现将10nA转换成10mV，再用一个电压增益为100的同项比例运算放大器将电压放大到1V。（b） 中采用T型反馈电阻网络的电流电压转换器。电压电流转化关系为电流电压转换系数为将R1=1M欧姆，R2=9.9k欧姆，R3=100欧姆代入上式计算得图（a）可视为图（b）在R3=inf时的情况。一般来说，取样电阻法比较适合于测量较大的电流，而反馈电阻法比较适合测量小电流。3. 电流-磁场转换法 4. 电流-频率转换法用7555定时器组成电流频率转换器输入被测电流Ix对电容C充电使其电压上升，当达到阙值点时，输出即回到0，同时放电端短路，电容迅速放电。一旦电容的电压低于触发值，输出重新变为高电平，放电端开路，电容重新充电，重复上述过程。因放电端导通电阻很小，所以电容放电速度很快，并且几乎与输入电流无关，输出负脉冲宽度非常小。所以频率主要取决于充电电流Ix。电流Ix越大，输出电压频率越高。该电路采用了高输入阻抗的CMOS电路，可得到很高的 灵敏度。最高频率可达到数十千赫兹。电压控制端（5脚）接电位器Rw，可以调整转换比。电容C应选择低漏电的，其数值由要求的转换系数K决定。在控制端部外界电压的情况下，外接积分电容C应为K的单位是Hz/uA，C的单位是uF。电阻R作零点补偿，保证电流等于0时输出电压的频率也是0。而且波形处于高电位。在满足以上条件的前提下，R应尽量取大些，否则会影响小电流的灵敏度。该电路可用于各种恒流源场合，对微电流（例如光电流）检测尤为合适。5. 电流互感器法 电流互感法电流互感器结构如上图示，它是磁环（或铁芯）上绕一些线圈而构成的，假设被测电流（原边电流）为i1，原边匝数为N1，副边匝数为N2，则副边电流为可见，只要测得副边电流就可得知被测电流（原边电流）的大小。由于电流互感器副边匝数远大于原边，在使用时副边绝对不允许开路。否则会使原边电流完全变成激磁电流，铁芯达到高度饱和状态，使铁芯严重发热并在副边产生很高的电压，引起互感器的热破坏和电击穿，造成对人身及设备的伤害。此外，为了人身安全，互感器副边的一端必须可靠接地。电流互感器输出的是电流，测量时，互感器副边接一电阻R，从R上取得的电压接到范放大器或交流变压器上，R的大小由互感器的容量伏安值决定（一般常用同电流互感器为10VA或5VA），R上输出电压Uo为取样电阻法反馈电压法电流互感器的电流电压转换电路直流电流测量：电流电压转换 利用运放将电流信号转换为电压信号。根据不同需要，可以选择基本的