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WCDMA无线网络规划第一章 WCDMA系统入门目 录1.1 概述21.2 WCDMA原理和关键技术21.2.1 移动通信系统中的多址方式21.2.2 WCDMA主要参数汇总41.2.3 扩频和解扩51.2.4 多径无线信道和Rake接收技术81.2.5 分集接收原理121.2.6 信道编码141. 卷积码162. Turbo码171.2.7 多用户检测技术191.2.8 功率控制221.2.9 软切换和更软切换241.3 WCDMA系统结构261.3.1 WCDMA网络结构261.3.2 UTRAN地面接口协议结构291. UTRAN协议模型简介292. Iub接口303. Iur接口324. Iu接口35第一章 WCDMA系统入门1.1 概述第三代移动通信系统最早由国际电信联盟（ITU） 于1985年提出，主要体制有WCDMA、cdma2000和UWC-136。1999年11月5日，国际电联ITU-R TG8/1第18次会议通过了“IMT-2000无线接口技术规范”建议。“IMT-2000无线接口技术规范”建议的通过表明TG8/1制定第三代移动通信系统无线接口技术规范方面的工作已经基本完成，第三代移动通信系统的开发和应用将进入实质阶段。第三代移动通信系统是一种能提供多种类型、高质量的多媒体业务，能实现全球无缝覆盖，具有全球漫游能力， 与固定网络相兼容，并以小型便携式终端在任何时候、任何地点进行任何种类的通信系统。由于其诸多优点，全世界各个运营商、生产厂家与广大用户对此产生浓厚的兴趣。本章在介绍WCDMA系统的基本原理和关键技术的基础上，简单介绍WCDMA系统的系统结构和无线接口技术，并对WCDMA系统的物理层过程进行了深入讨论，最后简单分析了WCDMA系统中衡量链路性能的相关参数和指标。1.2 WCDMA原理和关键技术CDMA是近年来用于数字蜂窝移动通信的一种先进的无线扩频通信技术。它能满足近年来运营商对大容量、高性价比、高效的移动通信的需要。在陆地蜂窝移动通信系统中引进码分多址技术的目的是为了缓解有限频带与无限用户需求之间的矛盾。为了更好地了解码分多址技术，在对码分多址技术进行分析之前先简单介绍一下多址通信的概念。1.2.1 移动通信系统中的多址方式蜂窝移动通信系统很久以来就采用技术高度复杂的频谱复用方式。为了使信号仅在要求通信的两者之间传输而不影响其他用户，就必须选用适当的天线和多址方式。空间滤波采用的是定向天线阵，以增强需要方向上的信号和减轻干扰方向的信号。现在主要的蜂窝移动通信系统都利用了扇形分区来减少相邻蜂窝共用信道造成的干扰。至于多址方式，现在用到的主要有三种：FDMA、TDMA和CDMA。其中，FDMA被最早采用，而CDMA则是刚刚被用到蜂窝移动通信中。下面分别简单介绍一下FDMA、TDMA和CDMA：FDMAFDMA是频分多址的英文缩写，当前应用这种多址方式的主要蜂窝系统有北美的AMPS和英国的TACS。所谓FDMA，就是在频域中一个相对窄带信道里，信道功率被集中起来传输，不同信号被分配到不同频率的信道里，发往和来自邻近信道的干扰用带通滤波器限制，这样在规定的窄带里只能通过有用信号的能量，而任何其它频率的信号被排斥在外。模拟的FM蜂窝系统都采用了FDMA。TDMATDMA是时分多址的英文缩写，当前应用这种多址方式的主要蜂窝系统有北美的DAMPS和欧洲的GSM。所谓TDMA，就是一个信道由一连串周期性的时隙构成。不同信号的能量被分配到不同的时隙里，利用定时选通来限制邻近信道的干扰，从而只让在规定时隙中有用的信号能量通过。现在使用的TDMA蜂窝系统实际上都是FDMA和TDMA的组合，如GSM就是先使用了200KHz的频分信道，然后再把每个频分信道分成8个时隙进行TDMA传输。CDMACDMA是码分多址的英文缩写，当前应用这种多址方式的主要蜂窝系统有北美的QCDMA和欧洲爱立信的BCDMA。所谓CDMA就是每一个信号被分配一个伪随机二进制序列进行扩频,不同信号的能量被分配到不同的伪随机序列里。在接收机里，信号用相关器加以分离，这种相关器只接收选定的二进制序列并压缩其频谱，凡不符合该用户二进制序列的信号就不被压缩带宽，结果只有有用信号的信息才被识别和提取出来。所有用户共用一个频段。图1-2-1 FDMA、TDMA和CDMA在频域和时域的显示1.2.2 WCDMA主要参数汇总本节给出了 WCDMA的主要系统设计参数并对其中的大多数参数进行了简要介绍。表1-2-1总结了有关WCDMA空中接口的主要参数。随后我们将重点解释一些标志WCDMA特征的项。表1-2-1 WCDMA的主要参数多址接入方式DS-CDMA (直扩码分多址)双工方式频分双工/时分双工基站同步异步方式码片速率3.84Mcps帧长10ms业务复用有不同服务质量要求的业务复用到一个连接中多速率概念可变的扩频因子和多码检测使用导频符号或公共导频进行相关检测多用户检测，智能天线标准支持，应用时可选WCDMA是一个宽带直扩码分多址（DS-CDMA）系统，即将用户数据同由CDMA扩频得来的伪随机比特（称为码片）相乘从而把用户信息比特扩展到很宽的带宽上去。为支持高的比特速率（最高可达2Mbps），还须具备扩频因子可变和多码连接的功能。图1-2-2给出了这样的一个例子。3.84Mcps的码片速率导致了大约为5MHz的载波带宽。带宽约为1MHz的SD-CDMA，例如IS-95，通常称为窄带CDMA系统。WCDMA所固有的宽载波带宽使其能够支持更高的比特率和并因此带来某些性能方面的好处，例如多径分集的增加。网络运营商可以遵照其运营执照，使用多个这样的5MHz载波来增加容量，有可能是以分层小区的形式。实际的载波间距应根据载波间的干扰情况以200KHz为一个基本单位在4.4MHz和5MHz之间选择。WCDMA支持各种不同的用户数据速率，换句话说就是它能很好地支持不同带宽的需求（BoD）。给每个用户都分配一些10ms的帧，在每个10ms期间用户数据速率是恒定的。然而从一帧到另一帧，用户数据容量是可变得。图1-2-2同样也示出了这点。这种快速的无线容量分配一般是由网络来控制以期达到最优的分组数据业务吞吐量。WCDMA支持两种基本的运行模式：频分双工（FDD）和时分双工（TDD）。在FDD模式下，上行链路和下行链路分别使用两个独立的5MHz的载波，在TDD模式下只使用一个5MH载波，这个载波在上下行链路之间分时共享。TDD模式在很大程度上是基于FDD模式的概念和思想的，加入它是为了弥补WCDMA系统的不足，也是为了能够使用ITU为IMT-2000分配的那些不成对频谱。图1-2-3 时间频率码空间中的WCDMA的带宽分配WCDMA支持异步基站操作，这样，就不用像同步的IS-95系统那样需要使用一个全局的时间参考量，比如GPS。因为不需要接收GPS，开发室内小区和微小区的应用就变得简单了。WCDMA在上行链路和下行链路中采用基于导频符号或公共导频的相干检测。IS-95中在下行链路中使用了相干检测，但是WCDMA在上行链路中也使用了相干检测，这将使上行链路的覆盖范围和容量都有所增加。所制定的WCDMA空中接口中包括一些先进的CDMA接收机理念，例如多用户检测和自适应智能天线，运营商可以开发和使用这些功能作为提高系统容量或覆盖范围的选择方案。在大多数第二代系统中，并没有提供这些先进的接收机理念，结果，他们要么是根本不可能应用，要么就是只能在一些苛刻的条件下才能应用，而且所获得的性能提高很有限。WCDMA能与GSM协同工作。因此，为了能够引入WCDMA后弥补WCDMA网络建设初期的覆盖范围的不足，就必须支持WCDMA与GSM系统间的切换。1.2.3 扩频和解扩下图示出了一个DS-CDMA系统中扩频和解扩的基本操作。图1-2-4 DSCDMA中的扩频和解扩这里的用户数据是采用BPSK调制的比特序列，其速率为R，用户数据比特取+1的值。在本例中，扩频就是将每一个用户数据比特与一个8个比特的码序列（称为码片）相乘。我们假定对BPSK扩频调制也是如此。可以看出，最后得到的扩展后的数据速率为8R并且与扩频码有相同的随机（具有伪随机噪声的特征）特性。在这种情况下，我们说其扩频因子为8。扩频后得到的宽带信号将通过无线信道传送到接收端。在解扩时，把扩展后的用户数据/码片序列乘以与他们扩频时所用的相同的8比特的码片序列。如图1-2-3所示，只要我们能在扩展后的用户信号和扩频码（解扩码）之间取得很好的同步，就能很好的恢复出原始的用户比特序列。将信号速率以因子8倍乘相当于用户数据信号的带宽扩展。由于这个效果，CDMA系统更经常的被称为扩频系统。解扩将信号带宽恢复到R值。图1-2-4是CDMA中相关接收机的基本操作。图的上半部分是期望的用户信号的接收过程。像图1-2-3中一样，解扩操作中采用完全同步的解扩码，然后相关接收机对每个用户比特（解扩后的数据）进行积分。图中下半部分是对使用不同的扩频码的另外一个用户的CDMA信号进行与上半部分相同解扩操作后的效果。将接收机接收到的另一个用户的信号（实际上是第一个用户的干扰信号）与扩频码相乘后积分，最后得到的是一个信号强度在0附近徘徊的干扰信号。可以看出，用户自己的信号幅度比其他干扰系统的用户信号幅度平均增大了8倍；也就是说，相关检测以扩频因子的长度为倍数把期望的用户信号从CDMA系统存在的干扰中增强了。这种效果被称为“处理增益”.它是所有CDMA系统的基本特征，换言之，它也是所有扩频系统的基本特征。正是处理增益赋予了CDMA系统抵抗自我干扰的健壮性，而要在地理上比较相近的距离重用5MHz的载波频率,这种健壮性是必需的。让我们举一个实际当中WCDMA参数的例子，话音业务的比特率为12.2kbps,处理增益为25dB。解扩后，信号功率一般地要比干扰和噪声功率高几个分贝。在本书中，解扩后所需信号功率密度与干扰功率密度之比表示成：，这里是每用户比特的能量或者功率密度，而是干扰和噪声的功率密度。对于话音业务，的典型值是在5.0dB的量级上。所需的带宽信干比就等于5.0dB减去处理增益等于-20.0dB。换句话说，信号功率可以比干扰或热噪声功率低20dB，这时，WCDMA接收机仍然能够检测出信号来。宽带信干比也被称作载干比C/I。正是因为有了扩频和解扩，WCDMA中的C/I才能比诸如GSM系统中的载干比低。在GSM中，高质量的话音连接所需要的C/I912dB。图1-2-5 CDMA相关接收机的原理既然宽带信号可以比热噪声电平低，如果不采用扩频序列的话，就很难将其从噪声中检测出来。由于这个原因，扩频系统最初是在军事领域中应用，信号的宽带特性使得它可以很好地隐藏于无所不在地热噪声之中。注意对任意给定的信道带宽（码片速率），对低用户比特速率所获得的处理增益要高于高用户比特速率。特别是对2Mbps的用户数据，处理增益要小于2dB（=3.84Mbps/2Mbps=1.92,即2.8dB），这样就对WCDMA的波形抵抗干扰的健壮性有着明显的损害。WCDMA中的基站和移动台在实质上都使用了这种相关接收机。然而，由于存在多径传播（和可能的多接收天线），为了从全部的路径和（或）接收天线中恢复信号的能量，有必要使用多个相关接收机。这样一些称作“指峰”的相关接收机的集合就构成了CDMA Rake接收机。在下一节我们会详细讨论CDMA Rake接收机的工作原理与操作细节，但是在这之前，我们对无线系统中使用的扩频和解扩变换作一总结。必须要理解，无线应用中的扩频/解扩本身并不提供任何信号的增强功能，其实处理增益是以增加传输带宽为代价的。站在系统级而不是单个地无线链路级的角度，所有WCDMA的好处更像是靠信号的带宽特性这个“后门”而获得的：处理增益与宽带特性一起暗示了一个无线系统中不同小区之间的频率复用系数可以为1（即一个频率可以在每一个小区/扇区使用）。利用这一特点可以取得高的频谱利用率。1. 多个用户使用同一个宽带载波通信能够提供干扰信号的分集，即来自系统中的多个用户的多址干扰被平均化。这样，与那些不得不考虑最坏情况下的干扰的系统相比，容量可以大幅度提高。但是，要想获得以上的这些好处，就必须应用强功率控制和软切换来避免一个用户的信号阻塞其他用户的通信。本章后面几节将会讨论功率控制和软切换。由于使用了宽带信号，对一个无线信号的不同传播路径的分辨精度要大大高于窄带信号，这样就产生了能抵抗衰落现象的分集从而提高了系统性能。1.2.4 多径无线信道和Rake接收技术陆地移动通信信道中无线电波传播的特点是多反射（reflection）、散射（scatter or dispersion）、衍射（diffraction）和信号能量的衰减。这时由一些空间中必然会存在的障碍如建筑物、小山等造成的，产生了被称为多径传播的结果。这一部分我们主要考虑下面两个由多径传播导致的影响：信号能量（属于例如CDMA波形中一个码片的能量）在一些明显可分辨的时刻分别到达接收机。接收到的能量就组成某一多径时延分布，如图1-2-5所示。在市内或郊区，延迟的典型值是1到2us，而在某些情况下（例如在一个有很多坡度起伏的地区）会到达20us或者更多，而这时观测到的信号能量却很强。码片速率为3.84Mcps，则一个码片的持续时间为0.26us,如果多径分量之间的时间差至少是0.26us时，WCDMA接收机就能将这些多径分量区分开来并结合在一起以取得多径分集。至少0.26us的时间差意味着路径的长度差至少为78m。如果码片速率为1Mcps，则路径长度差至少要为300m，而这在小的小区中是不可能的。所以，很容易看出，5Mcps的WCDMA能在较小的小区中提供多径分集这在IS-95中是不可能的。图1-2-6 多径传播导致的多径延迟对某一时延位置而言，通常会有许多条长度几乎相等的无线信号传播路径。例如,与单个码片持续时间（上面已经提到过3.84Mcps时一个码片的持续时间为0.26us，相当于78m）相比长度差为半个波长（2GHz情况大约为7cm）的路径上的信号事实上是在同一瞬间到达的。这样即使当接收机只移动了很短的距离，就会发生信号抵消，也被称作“快衰落”的效果。最好是把信号抵消理解成一些加权向量的求和，加权向量表示的是一个特定时隙的一条特定路径的相移（通常以无线信号的波长为模）和衰减。图1-2-6示出了当接收机移动时，到达接收机的特定时延位置的信号能量所表现出的典型快衰落模式。当多个路径上的反射波的相位发生抵消时，接收到的信号功率大幅度地下降（有2030dB）。由于导致衰落和色散现象产生的潜在的几何学因素，快衰落导致的信号变化频率要比由平均多径时延导致的信号变化频率高几个数量级。接收信号能量的短期统计平均通常可用瑞利分布来较好地描述。这些深衰落区域使数据比特的无差错接收变得异常困难，这就需要在WCDMA中加入一些相应的手段。WCDMA中对抗衰落的方法有：使用多个Rake指峰（相关接收机）把那些延迟的、分散的能量集中起来，这些指峰分配到那些有显著能量到来的延迟位置上。利用快速功率控制和Rake接收机内在地分集接收的性质来减轻信号功率衰落的问题。采用强大的编码、交织和重传协议给信号增加冗余度和时间分集以助于接收机从衰落中恢复用户比特。图1-2-7 由多径传播导致的Rayleigh快衰落无线传播的动态特性暗含着接收CDMA信号要采取以下三项操作原理：确定有效能量到达的时延点并分配相关接收机（即Rake指峰）处于这些能量峰值上。获取多径时延分布所使用的测量间距为一个码片间隔的数量级（典型值在1/4到1/2的码片间隔之间），更新速率则在几十毫秒的数量级上。在每一个相关接收机中都要对快衰落过程产生的变化很快的相位和幅度值进行跟踪并将其去掉。当然这一跟踪也必须进行得相当快，其更新速率在1ms量级或更小些。从所有有效的指峰中将解调后、调整相位后的符号集合起来送给解码器作进一步的处理。WCDMA中的RAKE接收机很好地实现了上述目标，下面简单地介绍一下它的工作原理：图1-2-7所示为一个有三个峰值的RAKE接收机，它是专为CDMA系统设计的经典的分集接收器，其理论基础就是：当传播时延超过一个码片周期时，多径信号实际上可被看作是互不相关的。带DLL的相关器是一个迟早门的锁相环。它由两个相关器（早和晚）组成，和解调相关器分别相差1/2（或1/4）个码片。迟早门的相关结果相减可以用于调整码相位。延迟环路的性能取决于环路带宽。延迟估计的作用是通过匹配滤波器获取不同时间延迟位置上的信号能量分布（如图1-2-7），识别具有较大能量的多径位置，并将它们的时间量分配到RAKE接收机的不同接收径上。匹配滤波器的测量精度可以达到1/4-1/2码片，而RAKE接收机的不同接收径的间隔是一个码片。实际实现中，如果延迟估计的更新速度很快（比如几十ms一次），就可以无须迟早门的锁相环。图1-2-8 RAKE接收机框图由于信道中快速衰落和噪声的影响，实际接收的各径的相位与原来发射信号的相位有很大的变化，因此在合并以前要按照信道估计的结果进行相位的旋转，实际的CDMA系统中的信道估计是根据发射信号中携带的导频符号完成的。根据发射信号中是否携带有连续导频，可以分别采用基于连续导频的相位预测和基于判决反馈技术的相位预测方法。图1-2-9 基于连续导频信号的信道估计方法图1-2-10 使用判决反馈技术的间断导频条件的信道估计方法LPF是一个低通滤波器，滤除信道估计结果中的噪声，其带宽一般要高于信道的衰落率。使用间断导频时，在导频的间隙要采用内插技术来进行信道估计，采用判决反馈技术时，先硬判决出信道中的数据符号，在已判决结果作为先验信息（类似导频）进行完整的信道估计，通过低通滤波得到比较好的信道估计结果，这种方法的缺点是由于非线性和非因果预测技术，使噪声比较大的时候，信道估计的准确度大大降低，而且还引入了较大的解码延迟。图1-2-11 配滤波器的基本结构延迟估计的主要部件是匹配滤波器，匹配滤波器的功能是用输入的数据和不同相位的本地码字进行相关，取得不同码字相位的相关能量。当串行输入的采样数据和本地的扩频码和扰码的相位一致时，其相关能力最大，在滤波器输出端有一个最大值。根据相关能量，延迟估计器就可以得到多径的到达时间量。从实现的角度而言，RAKE接收机的处理包括码片级和符号级，码片级的处理有相关器、本地码产生器和匹配滤波器。符号级的处理包括信道估计，相位旋转和合并相加。码片级的处理一般用ASIC器件实现，而符号级的处理用DSP实现。移动台和基站间的RAKE接收机的实现方法和功能尽管有所不同，但其原理是完全一样的。对于多个接收天线分集接收而言，多个接收天线接收的多径可以用上面的方法同样处理，RAKE接收机既可以接收来自同一天线的多径，也可以接收来自不同天线的多径，从RAKE接收的角度来看，两种分集并没有本质的不同。但是，在实现上由于多个天线的数据要进行分路的控制处理，增加了基带处理的复杂度。1.2.5 分集接收原理无线信道是随机时变信道，其中的衰落特性会降低通信系统的性能。为了对抗衰落，可以采用多种措施，比如信道编解码技术，抗衰落接收技术或者扩频技术。分集接收技术被认为是明显有效而且经济的抗衰落技术。我们知道，无线信道中接收的信号是到达接收机的多径分量的合成。如果在接收端同时获得几个不同路径的信号，将这些信号适当合并成总的接收信号，就能够大大减少衰落的影响。这就是分集的基本思路。只要几个信号之间是统计独立的，那么经适当合并后就能是系统性能大为改善。互相独立或者基本独立的一些接收信号，一般可以利用不同路径或者不同频率、不同角度、不同极化等接收手段来获取：1. 空间分集：在接收或者发射端架设几副天线，各天线的位置间要求有足够的间距（一般在10个信号波长以上），以保证各天线上发射或者获得的信号基本相互独立。如图所示就是一个双天线发射分集的提高接收信号质量的例子，通过双天线发射分集，增加接收机获得的独立接收路径，取得合并增益：2. 频率分集：用多个不同的载频传送同样的信息，如果各载频的频差间隔比较远，其频差超过信道相关带宽，则各载频传输的信号也相互不相关。3. 角度分集：利用天线波束指向不同使信号不相关的原理构成的一种分集方法。例如，在微波面天线上设置若干个照射器，产生相关性很小的几个波束。图1-2-12 正交发射分集原理4. 极化分集：分别接收水平极化和垂直极化波形成的分集方法。图1-2-11所示为正交发射分集的原理，图中两个天线的发射数据是不同的，天线1发射的偶数位置上的数据，天线2发射的是奇数位置上的数据，利用两个天线上发射数据的不相关性，通过不同天线路径到达接收机天线的数据具备了相应的分集作用，降低了数据传输的的功率。同时由于发射天线上单天线发射数据的比特率降低，使得数据传输的可靠性增加。因此发射天线分集可以提高系统的数据传输速率。其他的分集方法还有时间分集，是利用不同时间上传播的信号的不相关性进行合并。分集方法相互是不排斥的，实际使用中可以组合。 不同合并方式的增益比较分集信号的合并可以采用不同的方法：1. 最佳选取：从几个分散信号中选取信噪比最好的一个作为接收信号。2. 等增益相加：将几个分散信号以相同的支路增益进行直接相加，相加后的信号作为接收信号。3. 最大比值相加：控制各合并支路增益，使它们分别与本支路的信噪比成正比，然后再相加获得接收信号。上面方法的对合并后的信噪比（）的改善（分集增益）各不相同，但总的说来，分集接收方法对无线信道接收效果的改善非常明显的。 图1-2-12中给出了不同合并方法的接收效果改善情况，可以看出当分集数k较大时，选择合并的改善效果比较差，而等增益合并和最大比值合并的效果相差不大，仅仅在1dB左右。 1.2.6 信道编码信道编码的编码对象是信源编码器输出的数字序列（信息序列）。信道编码按一定的规则给数字序列M增加一些多余的码元，使不具有规律性的信息序列M变换为具有某种规律性的数字序列Y（码序列）。也就是说，码序列中信息序列的诸码元与多余码元之间是相关的。在接收端，信道译码器利用这种预知的编码规则来译码，或者说检验接收到的数字序列R是否符合既定的规则从而发现R中是否有错，进而纠正其中的差错。根据相关性来检测（发现）和纠正传输过程中产生的差错就是信道编码的基本思想。通常数字序列M总是以k个码元为一组来进行传输的。我们称这k个码元的码组为信息码组，信道编码器按一定的规则对每个信息码组附加一些多余的码元，构成了n个码元的的码组。这n个码元之间是相关的。即附加的n-k个码元称为该码组的监督码元。从信息传输的角度来说，监督码元不载有任何信息，所以是多余的。这种多余度使码字具有一定的纠错和检错能力，提高了传输的可靠性，降低了误码率。另一方面，如果我们要求信息传输的速率不变，在附加了监督码元后，就必须减少码组中每个码元符号的持续时间，对二进制码而就是要减少脉冲宽度，若编码前每个码脉冲的归一化宽度为1，则编码后的归一化宽度为k/n，因此信道带宽必须展宽n/k倍。在这种情况下，我们是以带宽的多余度换取了信道传输的可靠性。如果信息传输速率允许降低，则编码后每个码元的持续时间可以不变。此时我们以信息传输速度的多余度或称时间的多余度换取了传输的可靠性。信道容量是信道能够传输的最大信息率。如果噪声的单边功率谱密度为n0（W/Hz），信道的带宽为B（Hz），信号功率为S（W），则该信道的信道容量C(Bit/s)为：此即Shannon公式。在高斯信道下，若信道的信息率为R（bit/s） C，令为每比特的信号能量，则有令（bit/s，Hz），是单位谱宽的信息传输速率，即谱比特率，则有当平均功率受限而带宽不受限时，此时，有即功率受限的高斯信道传输信息必须保证的信噪比的下限，通常称为Shannon限，是软判决译码所能够达到的最好结果。实际的通信中往往无法得到这个最低的极限。 表1-2-2给出了不同的编码方法所能够得到的编码增益，和理想的编码增益（达到Shannon限）之间有很大的差别。表1-2-2 BPSK或QPSK编码增益采用编码编码增益（dBBER=10-3）编码增益（dBBER=10-5）数据速率理想编码11.213.6级联码（RS与卷积码Viterbi译码）6.5-7.58.5-9.5适中卷积码序列译码（软判决）6.0-7.08.0-9.0适中分组码（软判决）5.0-6.06.5-7.5适中级联码（RS与分组码）4.5-5.56.5-7.5很高卷积码Viterbi译码4.0-5.55.0-6.5高卷积码序列译码（硬判决）4.0-5.06.0-7.0高分组码（硬判决）3.0-4.04.5-5.5高分组码门限译码2.0-4.03.5-5.5高卷积码门限译码1.5-3.02.5-4.0很高由此可以看出对于相同的调制方式，不同的编码方案得到的解调信噪比是不同的，即编码增益是不同的。我们通常采用的编码方式有线性分组码、卷积码、Reed-Solomon码、BCH码、Turbo码等。WCDMA选用的码字是语音和低速信令采用卷积码，数据采用Turbo码。下面我们简单介绍一下卷积码和Turbo码的编解码技术。2. 卷积码卷积编码器在任何一段规定时间内产生的n个码元，不仅取决于这段时间中的k个信息位，而且还取决于前N-1段时间内的信息位。此时监督码元监督着这N段时间内的信息，这N段时间内的码元数目nN称为这种码字的约束长度。图1-2-14 卷积编码器及其状态图我们以一个简单的例子来说明卷积码的编码原理。图1-2-13所示为一个（2，1，2）的卷积编码器。这里编码器输入的信息位暂存于2级的移位寄存器中，每当进入编码器一个信息位，就立即计算出两个监督码元，因此这种编码器的参量为：n=2，k=1，N=2，约束长度nN=4。我们通常用（n，k，N）表示卷积码。图1-2-13中，两个移位寄存器的起始状态为零，即b1b2b3为000。c1，c2与b1，b2，b3关系如下： c1=b1b2b3 c2=b1b3图1-2-15 卷积编码器的格状图（trellis）对于这种编码我们可以用图1-2-14的格状图来描述编码中的状态，这里用a，b，c，d来表示编码器中移位寄存器b2b3的四种状态，此时数据的输入b1会使得移位寄存器的状态发生迁移，格状图中用实线表示输入为0的状态迁移情况，而用虚线表示输入为1的状态牵引情况，线上的数据表示对应状态迁移的输出信号。图中的粗线表示了当输入为11010时，输出状态转移为abdcb，输出的码元序列为110101001011。卷积码的解码方法有门限解码、硬判决Viterbi解码和软判决Viterbi解码。其中软判决Viterbi解码的效果最好，是通常采用的解码方法，与硬判决方法相比复杂度增加不多，但性能上却优于硬判决1.52dB。3. Turbo码逼近Shannon极限是编码领域的主要努力方向，Turbo码是领域里具有里程碑意义的创新。Berrou，Glavieux和Thitimajshima在1993年首次提出了Turbo码，这标志着继1982年Ungerboeck提出的格状编码后最重大的突破。格状编码在带限信道情况下能够比较接近Shannon极限，而Turbo码则在深空通信、卫星通信等非带限信道上有突出的表现。理论仿真表明，在Eb/N0为0.7dB的AWGN信道上，1/2码率的Turbo码的误比特率为10-5。Turbo编码由两个或以上的基本编码器通过一个或以上交织器并行级联构成，如图1-2-15。Turbo码的原理是基于对传统级联码的算法和结构上的修正，内交织器的引入使得迭代解码的正反馈得到了很好的消除。Turbo的迭代解码算法包括SOVA（软输出Viterbi算法）、MAP（最大后验概率算法）等。由于MAP算法的每一次迭代性能的提高都优于Viterbi算法，因此MAP算法的迭代译码器可以获得更大的编码增益。实际实现的MAP算法是Log-MAP算法，它将MAP算法置于对数域中进行计算，减少了计算量。图1-2-16 Turbo编码器 MAP算法MAP算法是Bahl、Cocke、Jelinek和Raviv于1974年提出的。该算法基于Chang和Hancock于1966年提出的去除码间干扰的算法，是按符号来计算最大后验概率的算法。该算法根据接收的整个序列R对每个传输符号计算它的软输出值，该值用最大后验概率的形式表示。其对数似然函数比表示为：其中，是接收序列的长度，如果对每个编码前符号计算得到这个后验概率，那么将它进行门限判决就可以得到的硬判决值为：后验概率作为软信息，可以用于下一级的解码过程中。Turbo码的迭代译码原理图1-2-17 Turbo码的MAP迭代解码方法下面介绍采用MAP算法的Turbo迭代解码方法，图1-2-16表示了Turbo码的解码方法，第一个MAP解码器接收信息比特R0和校验比特R1，产生的软输出进行交织作为对先验概率的改进估计，输入第二个解码器中。第二个MAP解码器同时输入接收信息序列的交织序列和校验比特序列R2，解码产生的软输出作为第一个MAP解码器的先验概率，这样反复进行，成为迭代解码。相对于串行级联码的单独解码而言，这种迭代操作改善了解码器的性能。反馈回路是这种解码的显著优点，Turbo码的名字起源于它参考了涡轮发动机的原理。多次迭代以后，软输出的结果产生了很大的性能提高，最后可以在解交织后进行相应硬判决得到符号估计。1.2.7 多用户检测技术多用户检测技术（MUD）是通过去除小区内干扰来改进系统性能，增加系统容量。多用户检测技术还能有效缓解直扩CDMA系统中的远/近效应。由于信道的非正交性和不同用户的扩频码字的非正交性，导致用户间存在相互干扰，多用户检测的作用就是去除多用户之间的相互干扰。一般而言，对于上行的多用户检测，只能去除小区内各用户之间的干扰，而小区间的干扰由于缺乏必要的信息（比如相邻小区的用户情况），是难以消除的。对于下行的多用户检测，只能去除公共信道（比如导频、广播信道等）的干扰。以两用户的情况为例，在信道和扩频码字完全正交的情况下，两个BPSK用户S1和S2的星座图是左边的情况。而经过非正交信道和非正交的扩频码字后的星座图是右边的情况。此时多用户检测的作用就是去除两个用户信号间的相互干扰，他们分别向坐标线S1和S2投影，得到去除第二用户干扰后的信号向量。此时，通过多用户检测算法，判决的分界线也重新定义了。在这种新的分界线上，显然可以到达更好的判决效果。图1-2-18 多用户检测的效果按照上面的解释，多用户检测的系统模型可以用图1-1-23来表示：每个用户发射数据比特，通过扩频码字进行频率扩展，在空中经过非正交的衰落信道，并加入噪声n(t)，接收端接收的用户信号与同步的扩频码字相关，相关由乘法器和积分清洗器组成，解扩后的结果通过多用户检测的算法去除用户之间的干扰，得到用户的信号估计值，。从上图可以看到，多用户检测的性能取决于相关器的同步扩频码字跟踪、各个用户信号的检测性能，相对能量的大小，信道估计的准确性等传统接收机的性能。图1-2-19 多用户检测的系统模型从上行多用户检测来看，由于只能去除小区内干扰，假定小区间干扰的能量占据了小区内干扰能量的f倍，那么去除小区内用户干扰，容量的增加是（1+f）/f。按照传播功率随距离4次幂线性衰减，小区间的干扰是小区内干扰的55%。因此在理想情况下，多用户检测减少干扰提高容量2.8倍。但是实际情况下，多用户检测的有效性还不到100%，多用户检测的有效性取决于检测方法，和一些传统接收机估计精度，同时还受到小区内用户业务模型的影响。例如，在小区内如果有一些高速数据用户，那么采用干扰消除的多用户检测方法去掉这些高速数据用户对其他用户的较大的干扰功率，显然能够比较有效的提高系统的容量。多用户检测的想法最早在1979年由Schneider提出，1983年Kohno et.al.发表了基于干扰消除算法的接收机的研究成果。1984年Verdu提出和分析了最优多用户检测器和最大序列检测器，但由于其实际实现的复杂性。大家转而研究次优的多用户检测器。多用户检测算法可以下面的分类。图1-2-20 多用户检测算法分类其中线性检测器包括Lupas和Verdu提议的解相关器，通过求出多用户信号互相关矩阵的逆，乘以解扩后的信号，得到去除其他用户相互干扰后的信号估计。这种方法的缺点是会扩大噪声的影响，并且导致解调信号很大的延迟。干扰消除的想法是估计不同用户和多径引入的干扰，然后从接收信号中减去干扰的估计。串行干扰消除（SIC）是逐步减去最大用户的干扰，并行干扰消除（PIC）是同时减去除自身外所有其他用户的干扰。图1-2-21 解相关器并行干扰消除是在每级（如图1-2-21所示）干扰消除中，对每个用户减去其他用户的信号能量，并进行解调。重复进行这样的干扰消除3-5次，就基本可以去除其他用户的干扰，值得注意地是，在每一级干扰消除中，并不是完全消除其他用户的所有信号能量，而是乘以一个相对小的系数，这样做的原因是为了避免传统接收检测中的误差被不断放大。PIC的好处在于比较简单地实现了多用户的干扰消除，而又优于SIC的延迟。图1-2-22 并行干扰消除中的一级消除器就WCDMA上行多用户检测而言，目前最有可能实用化的技术就是并行的干扰消除，因为它需要的资源相对比较少，仅仅是传统接收机的3-5倍。而数据通路的延迟也相对比较小。WCDMA下行的多用户检测技术则主要集中在消除下行公共导频、共享信道和广播信道的干扰，以及消除同频相邻基站的公共信道的干扰方面。1.2.8 功率控制强、快速功率控制是WCDMA最重要的方面之一，尤其是在上行链路中。如果没有它，一个功率过强的移动台就可能阻塞整个小区。图1-2-22给出了这一问题及采用闭环传输功率控制形式的解决方案。图1-2-23 CDMA中的闭环功率控制如图中所示，移动台UE1和UE2工作于同一个频率，基站只依靠二者各自的扩频码来去分它们。可能还会出现这样的情况：UE1正处于小区边缘，UE2处于靠近基站的位置，UE1的路径损耗要比UE2高70dB。如果没有采取某种功率控制机制来使两个移动台到达基站的功率在相同电平上，MS2发射的信号很容易就会盖过UE1的信号，并因此阻塞小区的一大片区域，从而产生了在CDMA中被称为“远近效应”的问题。从容量最大化的意义上讲，优化策略是使所有移动台的比特接收功率在所有时间内保持均衡。开环功率控制机制很容易被人们所理解发送下行信标信号来对路径损耗做出粗略的估计，然而，不幸的是这一方法相当不精确。主要的原因是由于WCDMA FDD模式中上行链路和下行链路采用的频率相差得比较大，两个链路的快衰落在本质上是不相关。然而在WCDMA中仍然使用开环功率控制，不过只用在连接的开始阶段给移动台提供比较粗略的初始功率设置。WCDMA中功率控制的解决方案是快速闭环功率控制，同样如图1-2-22所示。在上行链路的功率控制中，基站要频繁地估计接收信干比（SIR）值并把它同目标SIR值相比较。如果测得的SIR高于目标SIR，基站就命令移动台降低功率；若测得的SIR要比目标值低很多，基站就命令移动台提高功率。对每一个移动台，这个“测试命令反应”循环的周期为每秒1500次（1.5kHz），比任何较明显的路径损耗的改变都要快，实际上甚至比以低速到中速运动的移动台产生的Rayleigh快衰落的速度还快。这样闭环功率控制就能够防止基站接收的所有上行信号中出现功率不平衡的现象。下行链路中采用同样的闭环功率控制技术，但是采用的动机不同：由于下行链路中是一对多的形式，所以不存在远近效应的问题。一个小区中的所有信号都来自一个基站并能到达所有移动台。然而，如果在移动台处于小区边缘时能提供少量的额外功率就更理想了，因为在这种时候，移动台受到的来自其他小区的干扰增加。而且在移动台低速移动时，其他那些基于交织和纠错码的纠错方法变得不那么有效，下行链路中也需要一种方法来增强由于Rayleigh衰落造成的信号功率减弱。图1-2-23示出了上行闭环功率控制如何作用于慢速衰落信道。闭环功率控制命令移动台采用与基站接收功率（或SIR）成反比的发射功率。只要移动台有足够的余量来增大发射功率，那么剩下的残余衰落就非常小，从基站接收机处看，信道基本上就成了非衰落信道。尽管从接收机的角度来看，这样消除衰落是很值得的，但在发射端，其代价就是平均发射功率的增加。这就意味着当一个移动台处于深衰落的情形，使用很高的发射功率，它对其他小区的干扰将增加了。图1-2-23解释了这一点。图1-2-24 闭环功率控制对衰落信道的补偿在结束闭环功率控制这部分之前，我们还要提一下一种与之更相关的控制环路：外环功率控制。外环功率控制根据各个单独的无线链路的需要调整目标SIR的设置，其目标是取得恒定的质量通常是由某个值的误比特率（BER）和误块率（BLER）来定义。为什么需要改变目标SIR设置值呢？例如，BLER1%所要求的SIR（相应的有Eb/No要求）取决于移动台的速度和多径的分布。现在，假使SIR的设置值要考虑最坏的情况，即高移动速度的情况，那么在低速时这些连接就会有大的容量浪费。所以，最好的策略是让目标SIR的设置值在最小值附近浮动，这样就满足了所要求的目标质量。随着移动速度和传播环境的改变，目标SIR的设置值也将随着时间来改变。如图1-2-24所示。图1-2-25 闭环功率控制外环功率控制的实现一般是这样的：给上行链路中的每一个用户帧加上“帧可靠性指示器”的标签，例如解码某个用户帧中得到的CRC校验结果。如果帧质量指示器显示传输质量在下降，RNC就命令基站把目标SIR设置值提高一定的值。在RNC中采用外环功率控制的原因是在一次可能的软切换组合后需要执行这一功能。1.2.9 软切换和更软切换更软切换时，移动台位于一个基站两个相邻扇区的小区覆盖重叠区域，移动台和基站的通信有两条空中接口信道，每个扇区各一个。这样，下行方向需要使用两个不同的扩频码以区分它们。移动台靠Rake处理来接收这两个信号，非常类似于多径接收，不过为了能正确解扩，指峰需要为每个扇区产生各自的解扩码。更软切换的方案如图1-2-25所示。在上行方向上，基站采取的步骤与此类似：基站要接收每个扇区中移动台的码分信道，然后引入到同一基带Rake接收机并进行通常的最大比例合并。在更软切换期间，每条连接都只有一条功率控制环路是激活状态。一般地，大约515的连接中就会有一次更软切换发生。图1-2-26示出了软切换的过程。在软切换期间，移动台处于属于不同基站的两个扇区覆盖面的重叠部分。和更软切换一样，移动台和基站之间的通信是同时通过分别来自两个基站的两条空中接口信道来完成的。移动台通过最大比例合并Rake处理来接收两个信道(信号)。从移动台的角度来看，软切换和更软切换的差别很小。但是在上行链路软切换和更软切换差别很大：两个基站同时接收移动台的码分信道，但接收到的数据被发送到RNC进行合并。这样做的原因是因为在RNC中要使用提供给外环功率控制的帧可靠性指示来在这两个候选帧之中选择更好的帧。这个选择发生在每一次交织周期完成之后，也就是说，每1080ms发生一次。图1-2-26 更软切换图1-2-27 软切换需要注意的是,在软切换期间每条连接的两个功率控制环路都是激活状态，每个基站各用一个。5.2.1节中将详细讨论软切换中功率控制。大约2040的连接中就会有一次软切换发生。为了满足软切换连接需要，系统提供一下的额外资源，并且这些资源在规划期间是必须要考虑的：基站处额外的Rake接收机信道基站与RNC之间的额外的传输链路移动台处的额外的Rake指峰我们还应注意，软切换和更软切换可以同时发生。为什么需要注意这些特定的CDMA切换类型？需要它们的原因和需要闭环功率控制的原因是一样的：如果没有软或更软切换，当移动台从一个小区进入邻近的小区，而没有被后者进行功率控制会导致远近效应，用非常快和非常频繁的硬切换可以在很大程度上避免这一问题；但是硬切换的执行会有一些延迟，在延迟期间会产生远近问题。所以，如同快速功率控制一样，软切换和更软切换也是WCDMA中消除干扰的有效手段。软切换更软切换在5.3节中作更详细的介绍。除了软切换和更软切换，WCDMA还提供其他一些切换方式：频率间的硬切换的使用，例如，把移动台从一个WCDMA载波切换到另外一个载波。一个应用的例子就是带有几个载波的高容量基站进行载波之间的负载平衡。1.3 WCDMA系统结构1.3.1 WCDMA网络结构UMTS网络单元构成如图1-3-1所示。图1-3-1 UMTS网络单元构成示意图从图1-3-1的UMTS系统网络构成示意图中可以看出，UMTS系统的网络单元包括如下部分：UE （User Equipment）UE是用户终端设备，它主要包括射频处理单元、基带处理单元、协议栈模块以及应用层软件模块等；UE通过Uu接口与网络设备进行数据交互，为用户提供电路域和分组域内的各种业务功能，包括普通话音、数据通信、移动多媒体、Internet应用（如E-mail、WWW浏览、FTP等）。UE包括两部分：l ME（The Mobile Equipment），提供应用和服务l USIM（The UMTS Subsriber Module），提供用户身份识别UTRAN（UMTS Terrestrial Radio Access Network，UMTS）UTRAN，即陆地无线接入网，分为基站（Node B）和无线网络控制器（RNC）两部分。l Node BNode B是WCDMA系统的基站（即无线收发信机），包括无线收发信机和基带处理部件。通过标准的Iub接口和RNC互连，主要完成Uu接口物理