（通信与信息系统专业论文）数字视频广播cofdm传输系统中的编解码技术.pdf

摘要 本文介绍了高清晰度电视发展的概况，阐述了c o f d m 传输原理和数字高清 晰度电视地而广播系统的c o f d m 实现方案。在对c o f d m 传输系统中基于串行 级联码的信道编解码性能进行h a t l a b 软件仿真的基础上，完成了系统中f e c 模块 的q u a r t u s 仿真和f p g a 硬件电路的实现。最后在此基础上，结合系统调试提出了 用并行级联的t u r b o 码来替代串行级联码的方案，并通过性能仿真探讨了该方案实 施的i 1 行性。 关键字：高清晰度电视4 二正交频分复用 串行级联码s gg l g 夕7t u r b o 码 译码m 把 鞠吲 a b s t r a c t b a s e do na no v e r v i e wo fh d t v ，t h i s p a p e rg i v e s t h ec o f d mt r a n s m i s s i o n p r i n c i p l ea n dd v b tc o f d m s c h e m e o nt h eb a s i so ft h e o r ya b o u tc h a n n e lc o d i n g ， s i m u l a t i o no ft h ep e r f o r m a n c eo ns c c c b a s e dw i t hm a f l a bh a sb e e f id o n ea n da d e s i g n s c h e m eb a s e do nf p g a p r o p o s e d t h i sp a p e rm a k e st h e s i m u l a t i o no fc i r c u i t sw i t h q u a r t u s a n df p g a h a r d w a r ei n t o r e a l i t yt o o f i n a l l y , t u r b oc o d i n ga p p l i c a t e d i n c o f d mj sd i s c u s s e da n di t sf e a s i b i l i t ya l s ot e s t e db yl o t so f p e r f o r m a n c e a n a l y s i s k e y w o r d s ：h i g hd e f i n i t i o nt e l e v i s i o n ( h d t v ) c o d e do r t h o g o n a l f r e q u e n c y d i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ( c o f d m )v i t e r b is c c ct u r b oc o d e 第一章绪论 第一章绪论 本章阐述了数字高清晰度电视在国际国内的发展现状，介绍了数字广播系统 的基本组成，给出了本文研究的主要内容和取得的成果。 1 1 高清晰度电视的发展现状 继黑白模拟电视、彩色模拟电视之后，随着数字技术的发展，被称为第三代 电视的高清晰度电视( h d t v ) 已经呼之欲出。它集成了近年来高速发展的数字通 信技术、数据压缩编码技术、微电子技术和高分辨率大屏幕显示技术等方面的最 新成就，作为一种技术和商业的革新潮流，其发展势不可挡。 数字电视从档次上可分为数字高清晰度电视( h i g hd e f i n i t i o nt e l e v i s i o n ，简称 h d t v ) s f 【i 数字标准清晰度电视( s t a n d a r dd e f i n i t i o nt e l e v i s i o n ，简称s d t v ，对应电 视分辨率量级) 。根据c c i r 所下权威定义，h d t v 是指：( 1 ) 当观看距离为屏幕 的三倍时，h d t v 系统的垂直和水平方向的空间分解力大致是c c i r 6 0 1 号建议书 中规定值得两倍；( 2 ) 时间域分解力与c c i r 6 0 1 号建议书中规定相比，有显著改 善；( 3 ) 彩色重现质量优于现行电视标准，宽高比为1 6 ：9 ，并配有多声道优质伴 音；( 4 ) 正常人眼观看h d t v 时，图像的主观质量应接近或达到观看真实景物的 效果，并相当于3 5 m m 电影放映的图像质量。值得注意的是，上述定义是观众收 看到的结果，对于现行电视由于其固有缺陷，即使是现行分辨率量级，也无法保 证收看到正常图像质量。而数字电视正是要从根本上解决这一问题，数字高清晰 度电视则代表了数字电视体制的高端应用。 欧洲于1 9 8 6 年春设立了尤里卡9 5 ( e u 9 5 ) 项目，并随即提出了兼容制的h d t v 系统。他们设计了一条从m a c 到h d m a c 逐步过渡到h d t v 的道路，并于1 9 9 2 年夏成功实现了对巴赛罗那奥运会的h d t v 卫星实况转播，但是m a c 和h d m a c 也是采用模拟传输。1 9 9 3 年9 月成立d v b 项目，即数字视频广播项目。d v b 发 展很快，其卫星和电缆的普通数字电视标准已在欧洲通信标准组织和i t u 通过。 美国于1 9 8 3 年成立了高级电视系统委员会( a t s c ) ，自1 9 8 7 年f c c ( 联邦 通讯委员会) 组建了高级电视业务顾问委员会( a c a t s ) 以来，对建立美国高级 电视( a t v ) 的步骤、组织、技术进行了周密的准备。f c c 于1 9 9 3 年5 月决定成 立“大联盟”( g a ) ，期望制定美国国家标准。1 9 9 5 年4 月，a t s c 通过了“a t s c 数字电视标准”，同年8 月g a 样机研制成功，同年1 0 月“a t s c 数字电视标准” 数字视频广捅c o f d m 传输系统中的编解码技术 被提交给f c c 审议。1 9 9 6 年1 2 月2 6f l ，f c c 终于批准了该标准。从普通电视向 数字电视过渡方l 面，美国采取了强制过渡方式。美国国会制定了一个计划，规定 到2 0 0 6 年美国全部的模拟电视要被数字电视所替代。美国打破常规、行政干预， 加速数字电视的举措引起世界电视业的极大关注，其目标显然是瞄准世界市场、 推进美国在该技术上的垄断与领先地位。 目1 1 i 国际上数字电视有线广播标准基本采用q a m 调制方案，卫星广播标准基 本统一采用q p s k 调制方案。唯有数字电视地面广播标准技术体制各国差异较大， 美国、欧洲、日本先后在1 9 9 5 年、1 9 9 7 年和1 9 9 9 年制定了三个数字电视地面广 播传输标准。美国采用的是格状编码八电平残留边带( 8 v s b ) 调制方案，采用a t s c 编准的其他国家和地区还有加拿大、墨西哥和韩国等。欧洲数字视频地面广播 ( d v b t ) 采用编码正交频分复用( c o d eo r t h o g o n a l f r e q u e n c y d i v i s i o n m u l t i p l e x i n g ，c o f d m ) 调制方案，选择d v b t 的国家除了英国、法国、西班牙、 瑞典等欧洲国家外，还有澳大利亚、新西兰、新加坡、印度、俄罗斯和中国台湾 等国家和地区。日本的地面综合业务数字广播( ：i n t e g r a t e d s e r c i c e d i g i t a l b r o a d c a s t i n g ，i s d b t ) 采用分段式正交频分复用( o f d m ) 调制方案，i s d b t 提 出较晚，还不成熟，目前除日本外，还没有被别的国家选定。 由于广播电视行业的特殊性，地面数字广播标准的制定或选用工作显得尤为 重要，这不但涉及到本国的社会制度、政治需要，还影响到本国经济发展及相关 产业的发展，故各国对此都采取谨慎的态度来对待地面数字电视广播标准的制定。 1 2 我国发展数字电视的进展 我国早于a - i 一年代末就开始跟踪研究世界数字电视发展的趋势。在“八五” 和“九血”期间，我国在h d t v 技术的科研项目攻关上都取得了重大突破。数字 电视产业化也列入国家“十五”计划中十二大高新技术工程之_ 。 在数字电视标准研究制定工作方面，我国也取得了非凡的进展。国家为此专 门成立了数字( 高清晰度) 电视标准工作组，进行数字电视标准的研究制定。目 前，涉及演播室的主要标准已完成并发确i 实施；数字( 高清晰度) 电视音频编码 及复用标准已完成两项，另有两项进入征求意见稿阶段；数字电视地面传输标准 还处在研究制定阶段。 “数字高清晰度电视项目”经过几年的努力开发出一批拥有我国自己知识产 权的设备，同时开发了适应我国特殊情况的数字电视制式，“高清晰度电视总体组” 的v s b 和c o f d m ，广科院的c o f d m + q a m 、清华大学的s - o f d m 等制式，目 自u 国内m j 有自己知识产权的制式，正在进行测试论证。 国家将广泛征集具有我国自主知识产权的地面数字电视标准方案。预计数字 第一章绪论 电视地面传输标准将在2 0 0 3 年底制定实施。 在推动数字高清晰度电视发展的同时，我国政府密切地关注我国的产业发展， 关心着我国的高清晰度电视的显示器及芯片的发展，同时关注拥有我国自己的知 识产权制式的发展，最近出台了在北京、上海、深圳建立数字高清晰度电视地面 广播的实验平台的有关政策，这不仅能积极推动我国自己知识产权的制式的发展， 同时扶持了相关产业的正常发育。 1 3 数字电视广播系统的组成 一个通常意义下的数字电视广播系统是指数字电视编码传输和接收解码系 统，不包括数字电视摄录设备和显示设备。图1 1 给出了一个典型数字电视广播系 统的基本组成框图，陔系统在技术上可以分为信源和信道两部分。 ： 信源+ 二- 信道 视频 输入 音频 输入 数据 输入 视频 输出 音频 输出 数据 输出 一璺墨卜 复 孙 用 器 “将卜 解 需一 复 用 器 图1 1 数字电视广播系统的基本组成 实现数字商清晰度电视其关键技术主要包括：数字信源压缩编码技术、数字 电视传输技术( 信道编码及数字调制技术) 、数字电视存储技术、数字电视显示技 术以及各种数字电视处理技术。应特别关注以下两点： 数字信源压缩编码技术 在充分研究图象及声音信源特性儿人眼视觉特性与人耳听觉特性基础上开发 出更为高效的数字图象及声音的高效压缩编码技术。 在丌发m p e g 2 压缩编码及其应用技术的基础上，继续研究“基于内容”的 m p e g 一4 压缩编码技术及m p e g - 7 “多媒体内容描述接口技术”等。 数宁视频j 播c o f d m 传输系统中的编解码技术 数字传输技术 针剥不同的传输媒介，在继续提高卫星及有线电视信道编码及调制技术的基 础上，重点研究地面数字电视广播的传输技术。在充分研究美国a t s c 的8 - v s b 调制技术，欧洲d v b t 的c o f d m 调制技术及日本i s d b t 的b s t _ 0 f d m 调制技 术的基础上，考虑到利用频谱利用率、抗多径干扰、移动接收、便携接收、多层 次接收及单频网技术等要求，研制适合我国的具有自主知识产权的数字信道编码 及数字电视调制技术。从而制订出我国数字电视地面广播的标准。 1 4 本文主要工作 数字电视地面广播编码正交频分复用( c o f d m ) 传输系统以其较强的抗多径干 扰性能和易于实现移动接收等优点在h d t v 的研究中占有很重要的地位。而 c o f d m 传输系统中信道编、解码技术是影响系统性能的一个重要因素。本文正是 在串行级联码( s c c c ) 传统理论的基础上，在c o f d m 系统中以r s 码作为外码， 卷积码作为内码，外交织器采用卷积交织，通过对串行级联码的性能仿真，采用 f p g a 技术完成了f e c 部分的电路设计。并从c o f d m 性能改善的角度，讨论了 将t u r b o 码原理即并行级联码用于h d t v 信道编解码中的可行性，最后对o f d m 与t u r b o 码结合抗突发噪声和频率选择性衰落的性能进行了简单的探讨。 第一章c o f d m 调制系统方案简介 第二章c o f d m 调制系统方案简介 本章对c o f d m 传输系统方案作了概述，总结了该传输方案的特点，并给出 了应用于数字地面广播的总体框图，最后简要叙述了本文所涉及的f e c 部分没计 方案。 2 1o f d m 原理简介 正交频分复用( o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ，o f d m ) 是一种多 载波调制方式，其基本思想 2 7 1 是把高速率的信源信息流通过串并变换，变换成低 速率的n 路并行数据流，然后用n 个相互正交的载波进行调制，将n 路调制后 - 由 并 变 换 ( a )o f d m 发射原理框图 1 田骂 一勺一乎 由 并 + 1 变 j! 换 一1f 掣 i o i 冈一 1l ( b )o f d m 接收原理框图 图2 1o f d m 发射，接收机的原理图 的信号相加即得发射信号。编码的正交频分复用( c o d e do r t h o g o n a lf r e q u e n c y d i v i s i o n m u l t i p l e x i n g ) 是结合了信道编码的正交频分复用。它用减少和消除码间串 扰0 s 1 ) 的影响来克服信道的频率选择性衰落。 一6 数字视频广播c o f d m 传输系统中的编解码技术 设基带调制信号的带宽为b ，码元调制速率为r ，码元周期为t 。，且信道的最 人迟延扩展。 t 。o f d m 的基本原理是将原信号分割为m 个子信号，分割后码 元速率为r m ，周期为l s = m r 。，然后用m 个子信号分别调制m 个相互正交的子载 波。由于予载波的频谱相互重叠，因而可以得到较高的频谱效率。当调制信号通 过陆地无线信道到达接收端时，由于信道多径效应带来的码问串扰的作用，子载 波之间刁i 能保持良好的j r 交状态。因而，发送前就在码元间插入保护时间。如果 保护间隔6 大于最大时延扩展。，则所有时延小于6 的多径信号将不会延伸到下 一个码元期间，因而有效地消除了码间串扰。 o f d m 发射接收机的原理见图2 1 ，图中：f 0 为最低子载波频率，f n = f o + n t ；。 在发射端，发射数据经过常规q a m 调制形成速率为r 的基带信号。这里要 求码元波形是受限的，并且数据要成块处理。然后经过串并变换成为m 个子信号， 再去调制相互正交的m 个子载波，最后相加形成o f d m 发射信号。 在接收端，输入信号分为m 个支路，分别用m 个子载波混频和积分，恢复出 子信号，再经过并串变换和常规q a m 解调就可以恢复出数据。由于子载波的正交 性，混频和积分电路可以有效地分离各个子信道。 2 2c o f d m 传输接收方案 地面电视广播通常使用v h f u h f 频段，这个频段的电波穿越城市建筑群或 地形复杂区时会因散射和反射而形成直射波和散射波的合成。因此，地面电视传 播属于多径传播。 数字高清晰度电视( h d t v ) 信号通过地面广播信道传播，由多径效应所造成 的频率选择性衰落会引起码间干扰。当这种干扰严重日_ j ，单靠增加发射机功率来 提高接收时的信噪比并不能降低误码率，我们采用编码的正交频分复用传输方式， 靠多载波窄带复用的办法来解决此问题。 通过对d v b t 传输标准的研究和对最近d v b t 接收机测试结果的分析，吸 收d v b t 传输方案中合理部分，我们提出一套c o f d m 传输接收方案，并在前期 研究的基础之上研制有自己特点的参数可调的发送与接收分机设备。核心是可在 同一硬件平台上实现2 k 和8 kc o f d m 信道编解码与调制解调方案。 2 2 1 系统方案特点 c o f d m 有利于克服多径干扰，实现移动接收。 数掘载波调制方式采用6 4 q a m 1 6 q a m q p s k ，固定接收业务采用6 4 q a m 1 6 q a m ，移动接收业务采用q p s k ，通过分层传输可以同时实现移动接收和固定 第二章c o f d m 调制系统方案简介 接收业务。 自u 向纠错外码为r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ) ，内码为卷积编码( 码率为1 2 ，2 3 ，3 4 ， 5 6 ，7 8 ) ，外交积器为深度1 = 5 1 的5 1 5 0 卷积交织，内交织为比特符号交织， 有利于对付加性噪声、脉冲干扰及频率选择性衰落。 在传输系统中使用了扰码方法刘输入信号进行随机化，有利于信号的正确接 收。 在调制信号中加入各种导频信号，有利于进行接收机中的定时载波恢复和信 道响应估计，有利于实现移动接收和剥付动态多径，也有利于接收机得到关于调 制参数的配置信息。 采用1 0 m h z 采样有利于利用g p s 定时实现单频网，使系统工作更稳定。 2 2 2 数字地面广播c o f d m 传输系统框图 数字电视地面广播c o f d m 传输系统框图如图2 2 所示。在发送端首先根据 高低优先级，分离器将复用器输出的码流分为两个独立的m p e g 传输流，然后通 过各自的扰码器、r s 编码器、外交积器、卷积编码器和比特交积器完成信道编码， 再通过映射器将编码后的码流映射到信号的星座上，最后再经过频域交织、o f d m 频谱形成、i f f t 、保护间隔插入完成正交频分复用。 为了保证简单的接收机接收到分层发射的信号，分层仅限于信道编码和调制， 不使用分层源编码，因此不同的节目可用具有不同抗扰度的各自码流发射。无论 在哪种情况下，接收机仅需一组互逆的单元：内解交织器、内解码器、外解交织 器、外解码器、解扰器。唯一对接收机的附加要求是其调制器的逆映射器具有从 发端映射码流中选择产生某一码流的能力。 t 叫l 啭 ih 扰 i f 放人 r s 编码 r s 编码 外交 织器 外交 纵器 ；h 2 h 擞 ( a ) ( a ) 发送端框图 卷积 编码 卷积 编码 o f d m ( f f t ) 比特 交织 比特 交织 蓑h ； 导频及 r p s 信号 符号交纵 数字视频广播c o f d m 传输系统中的编解码技术 【b ) ( b ) 接收端框图 图2 2 数字电视地面广播c o f d m 传输系统框图 在接收端，从天线接收下来的数据经高频头，变成中频模拟信号，放大后， 经过a d 转换成数字信号。其中a d 采样钟受晶振v c x o 控制，采样钟偏移由采 样钟同步部分估计得到。a d 转换后的数据一路做a g c 检测去控制高频头的输出， 一路经i u c 变换成f f t 所需要的复信号( 数据实虚部) 。t i m i n gs y n c 部分估计得 到时域符号同步位置并且粗略估计出由于收发频率不一致而引起的频偏，再分别 送到f f r 单元和f r e q s h i f t 单元去定出f f t 窗口位置和校正带有频偏的数据。数据 流经过数字频偏校正后，在f f t 单元做o f d m 解调。 解惆后的频域信号由f r e q s y n c 模块和t p s 译码模块分别得到频域载波同步 头和帧i 刊步头位置，同时采样钟同步模块估计得到由于f f t 窗位置估计偏差及a d 采样钟偏差带来的相位偏转值，在相位校正块进行校正。校正后的数据经过信道 估计和均衡处理，消除掉信道多径的影响，然后经过维特比量度、量化，进入和 发端编码相逆的解码过程：解内交织、维特比译码、r s 码同步、解卷积交织、r s 解码、解扰，最后得到t s 码流 1 。 本文将对其中的f e c 部分进行分析，通过对交织和级联码编译码算法的研究， 在性能仿真的基础上，采用f p g a 技术实现了串行级联码编译码的硬件电路设计， 并进一步从改善系统性能的角度，刑采用t u r b o 码技术来实现信道编解码的可行性 作了探和仿真。下面先对这一部分作以简要的介绍。 2 3f e c 部分概述 山j ：传输环境的复杂性，c o f d m 传输系统前向纠错码f e c 部分不仅包含了 第一二章c o f d m 调制系统方案简介 内外码( o u t e r c o d e ，h m e r c o d e ) 译码电路，而且加入了内外交织( o u t e r i n t e r l e a v e ， i n n e ri n t e r l e a v e ) 和解扰模块。图2 3 为f e c 部分的功能框图。 在发端，首先对m p e g 一2t s 码流加扰，在加扰处理之后，采用t = 8 的截短 r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ) 码进行编码，然后列误码保护包进行卷积交织，交织后的结果进 行内编码即采用基于6 4 状态l 2 码率的主卷积码及其收缩卷积码。内编码的结果 送入内交织器，包括比特层卷积交织和符号层块结构交织器。发端这一系列的处 理，对应于收端有一个可逆的过程，我们把这一过程称为f e c 部分，如图2 3 所示。首先把接收到的比特流解内交织后进行去收缩处理，然后进行卷积译码( v b 泽码) ，v b 泽码的结果进行解外交织之后送入r s 译码器，r s 译码后的码流经解 符比 p ，r _ m j ：输入号特 特 维 交 l 解解 比 特 织 r 去 比 器 交交 i 吊 织织 收同 缩 码 步 解 解 输 外 r s扰 解出 输出 交 渌 器 i 扰 接 码同 织口 步 图2 3f e c 部分功能框图 扰同步处理后进行解扰，最后经输出接口送出。 第三章c o f d m 系统中的信道编解码 第三章c o f d m 系统中f l o t 言道编解码 在数字h d t v 地面广播c o f d m 传输系统中，传输信号有可能被加性高斯噪 声或者非理想信道条件下如瑞利衰落和l 多普勒频移所影i 响。为了克服这些影响， 数据流传输前就必须经过纠错编码。在本系统中我们采用串行级联前向纠错码， 外码为r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ) ，内码为卷积编码( 码率为1 2 ，2 3 ，3 n ，5 6 ，7 1 8 ) ，同 时外交积器为深度i = 5 i 的5 1 * 5 0 卷积交织，内交织为比特符号交织，有利于对付 加性噪声、脉冲干扰及频率选择性衰落。本章将着重对串行级联码的编、译码原 理及其性能进行讨论。 3 1串行级联码的编码原理 级联码的概念首先是由f o r n e y 提出的，它将两个或多个单码级联，在不增加 译码复杂度的情况下， 可以得到高的编码增益和与长码相同的纠错能力。串行级 联码经常用在功率有限的系统中，如深空探测。常用的一种结构是r s 作外码( 先 编码，后译码) 、卷积码作内码( 后编码，先译码) 的级联码。其结构如图3 1 所示： 6 生咂叵卜咂困邳输出 图3 1 串行级联码结构 在数字地面广播c o f d m 传输方案中，我们选择外码为r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ) ，内 码为码率可变的( 2 ，1 ，6 ) 卷积编码，交织为卷积交织。 3 1 1r s 码的编码原理 r s ( r e e d s o l o m o n ) 码是一种纠突发错误的分组码，它是一类典型的代 数几何码，它首先由里德( r e e d ) 和索罗蒙( s o l o m o o n ) 应用m s 多项式于 1 9 6 0 年构造出来。由于r s 码具有较强的纠错能力，且纠突发错误更有效，因而 广泛的应用在数据通信和数掘存储系统的差错控制中。在移动通信衰落信道等具 有多径衰落特性信道的信道编码中，常把r s 码做为外码。 r s ( 2 5 5 ，2 3 9 ，t = 1 6 ) 码是在o f ( 2 8 ) 上f 1 9b c h 码，本原码长n = 2 5 5 ，信息码k = 2 3 9 字节，校验位1 6 字节，可纠8 个字节氏的随机性或突发性错误。本文方案中的 r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ，t = 1 6 ) 是r s ( 2 5 5 ，2 3 9 ，t = 1 6 ) 的截断码。r s 码长2 0 4 字节，有用字节数为 1 8 8 ，在接收到的2 0 4 字节中，最多可校正8 个随机误码字节。每个字的码元都是 数字视频广播c o f d m 传输系统中的编解码技术 有限域g f ( 2 5 6 ) 上元素，且都可以用8 位二进制符号表示 2 3 。 r s 码生成多项式：g ( x ) = ( x + a o ) ( x + c l 。) ( x + k 1 2 ) ( x + 3 “) ，其中a = 0 2 h e x 。 域生成多项式：p ( x ) = x ”+ x + x 1 十x 2 + l 。 在m p e g 。2 传送复用器之后，系统输入码流由固定长度的包构成，m p e g 一2 传送复用( m u x ) 总包长1 8 8 个字节，其中包括一个同步字节s y n c 。送入r s 编码器的是m p e g 一2 已随机化的数据传送包，从编码器出来的是误码保护包，如 下图所示： m p e g 一2 传送复用数据 s y n c l 字节 1 8 7 字节 a )m p e g - 2 传送包 b 1 r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ，t = 1 6 ) 误码保护包 图3 2 数据传送包和误码保护包 定义输入的1 8 8 个字节分别记为a 1 8 7 ，a 1 8 6 ，a 1 8 5 ，a 1 8 48 1 ，a o ，它们都可以映射成 g f ( 2 8 ) 的元素，写成多项式形式为t 1 8 8 ( x ) = z a i x 其中i = 0 1 8 7 。根据b c h 码编 码规则： x 1 6 t 1 8 8 ( x 、 瓦爿。弘 其中g ( x ) = ( x + qo ) ( x + n1 ) ( x + a1 5 ) 是生成多项式为p ( x ) = x 8 + x 4 + x 3 + x 2 + l 的 g f ( 2 8 ) 域c f r s 码的生成多项式。 x m t l 8 8 ( x ) 是将信息左移1 6 个字节，使生成的码前1 8 8 个字节和输入信息相 同。这样编出来的r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ，t = 1 6 ) 码为x m y l 8 8 ( x ) + r ( x ) 。由于g ( x ) 的次数不超 过1 6 ，余式r ( x ) 不超过1 5 次，r ( x ) 可以写成多项式形式： r ( x ) = b i5 x 15 + b 1 4 x 1 4 + + b l x l + b o( 3 - 2 ) 而b 。b 。，b b ，就是要求的1 6 字节校监督元，所编出的码为a 。a 。a l s s 8 。a o b l5 b ld b l b l l 。 3 1 2 卷积码的编码原理 卷积码是1 9 5 5 年山爱里斯( e l i a s ) 提出的，与分组码比较而言，卷积码在编 码过程中，本组的n k 个校验元不仅与本组的k 个信息元有关，而且还与以前 第三章c o f d m 系统中的信道编解码 ! j 备时刻输入至编码器的信息纠【仃关。i 司样在卷积码译码过程中，不仅从此时刻收 到的码组。| j 提取泽码信息，而且还要从以6 u 或以后各时刻收到的码组中提i 跌有关 信息 2 3 。 目前在幽际卫星通信和很多通信系统中，( 2 ，1 ，6 ) 码是首选的使用v b 译码 的标准卷积码。由于该码能使误码率达到最小，且能克服相位误差 2 3 。所以在 h d t v 地面广播c o f d m 传输系统中，内码采用( 2 ，1 ，6 ) 码，它的予生成元为( 1 7 i ， 1 3 3 ) ，均为八进制。剥应的生成多项式g ( d ) = 1 十d + d 2 + d 3 + d 6，i + d 2 十d 3 + d 5 + d 6 1 ， d i _ 1 0 。其编码器的实现框图如图3 3 。 窿卜 收 缩 廿咂h 剖 电 么 、 路 图3 3( 2 ，1 ，6 ) 卷积码编码器 为了实现多码率传输，在提高码率的情况下不致使译码器的复杂性增加，在 本设计中剥( 2 ，1 ，6 ) 码进行增信删余( p u n c t u r e d ) 。如图3 3 示，我们可以采 用收缩电路模块来实现增信删余。在经上述编码后，对输出码字中的特定位置予 以删除。这样可以产生码率为2 3 、3 4 、5 6 、7 8 的较高码率的卷积码。 3 2串行级联码的译码原理 串行级联码的译码应该是图3 1 的逆序，首先应进行卷积码的译码( 本方案 选择v i t e r b i 译码) ，对部分误码信息进行纠错译码，然后进行解外交织，还原数据 i y j i j 埂序，最后进行外码r s 码的译码。下面分别进行讨论： 3 2 1 卷积码的译码原理 由于卷积码各组的n 、k 均比分组码小，所以译码也要比分组码容易。卷积码 有三种较好的译码方法：梅西( m a s s e y ) 提出的门限译码( 类似于分组码中的大 数逻辑泽码) 、沃曾克拉夫特( w o z e n c r a f t ) 提出由费诺( f a n o ) 改进的序列译码 坐数字视频“捕c o f d m 传输系统中的编解码技术 以及山维特比( v i t e r b i ) 提出的v i t e r b i 算法。 上述卷积码的v il u r b i 泽码是基于码的网格( t r e l l i s ) 图基础上的一种最大似 然译码算法，是一种最佳的概率译码算法。图3 4 给出了( 2 ，1 ，2 ) 卷积码 图3 4( 2 ，1 ，2 ) 卷积码l = 5 时的篱笆图 l - 5 时的篱笆图。 从图3 4 可以看出，对于( n 。k 。m ) 卷积码来讲，编码器应有2 “ s 1 状0 输入0 输1 输入l 输入 态时入的下一 ，卜 的下一状态 ) 的输状态s 。) 时的s i + 1 输出 s o0 0s o1 1s l s l1 0s 20 l s 3 ： i j l：l i i $ 6 21 0$ 6 00 1s 6 l $ 6 30 0$ 6 21 1 $ 6 3 表3 1 ( 2 ，l ，6 ) 卷积码编码的状态转移示意图 个状态，所以( 2 ，l ，6 ) 码有6 4 个状态，为直观起见，我们采用列表的方法来 表述( 2 ，1 ，6 ) 的篱笆图，如表3 1 所示。进入和离开每一状态各有2 “条分支， 在篱笆图上有2 k l 条不同路径，相应于编码器输出的2 k l 个码序列。 在收端译码的过程，具体算法如下： ( 1 ) 从某一时间单位j = m 开始，对进入每一状态的所有长为j 段分支的部分路径，计算部分路径度量。对6 4 态的每个状态，挑选 并储存一条有最大度量的部分路径及部分度量值作为留选路径。 ( 2 ) j 增加l ，把此时刻进入每一状态的所有分支度量，和同 这些分支相连的前一时刻的留选路径的度量相加，得到此时刻进入 第三章c o f d m 系统中的信道编解码旦 每一状态的留选路径，加以存储并删去其它所有路径。 ( 3 )在v i t e r b i 译码器的实现过程中，为了硬件实现的方便， 均利川汉叫距离作为度量。 根据剥接收码元处理方式的不i 司，分为硬判决和软判决译码。硬判决适用 于b s c 。为了充分利用信道输山信号的信。亩、，提高译码的可靠性，我们把信道 输出的信号进行q 2 电平量化，即软判决译码，也就适应于d m c 的译码器。 而且在同一译码算法下，虽然硬判决译码较软判决译码简单而易于实现，但在 性能上要损失2 - 3 d b ( 下节将给出其性能仿真) 。因此本文的f p g a 实现是基于 软判决来讨论的。软判决的基本原理我们将在3 3 作以简单讨论。 3 2 2r s 码的译码原理 在d v b q a m 解调器中采用r s 时域译码，而决定译码器复杂性和速度的主要 因素在于求错误位置多项式o ( x ) ，其所采用的算法和计算结构对其获得较高的性 能具有至关重要的作用。1 9 6 6 年伯利坎普提出了由伴随式s 求得0 ( x ) ) 迭代误 码算法，1 9 6 8 年梅西( m a s s e y ) 提出了迭代译码算法与序列的最短线性移位寄存器 之间的关系，并进行了简化，称为b m 迭代译码算法。它极大的加快了译码的速 度，易于计算机编程完成译码。 r s 码的时域译码过程可以概括成以下四步： ( 1 ) 由接收的码字多项式r ( x ) 计算伴随式s i ( i = l ，2 ，1 6 ) 。 ( 2 )由伴随式分量用迭代算法求解错误多项式o ( x ) 。 ( 3 )用钱搜索解出0 ( x ) 的根，确定错误位置数。 ( 4 ) 由错误位置数求出错误值y i ，从而得到错误图样e “( x ) ，训 算r ( x ) + e “( x ) = c “( x ) 完成纠错过程。 输入码字r ( x ) 计算伴 随式 n 级移位存储器 b m 迭代求错 。l 钱搜索 误位置多项l ! 叫法求根 式6 ( x ) jl 值x ( i ) 图3 5r s 码译码算法框图 + e ( x ) 计算错误位值y i 数字视频广播c o f d m 传输系统中的编解码技术 图3 5 为r s 码泽吗算法框图，本文中，我们仅讨论r s 时域迭代译码算法，设发送 的码字c ( x ) ，接收到的码元多项式为r ( x ) = r o + r l x - i + r 。1 x ”1( n = 0 ，1 ，2 0 3 ) ， r ( x ) = c ( x ) + e ( x ) ，i 殳错误图样： e ( x ) = e n - i x _ 。+ e n _ 2 x _ 2 + + e l x + e o 若信道产生t 个错误，则 e ( x ) = r , x + r l x + + _ x = r x ( 3 - 3 ) ( 3 - 4 ) 式( 3 4 ) 中x “称为错误位置数，即错误发生在r ( x ) 中的第n l 。位( x ”1 的系数算第一 位) ，错误值是y ，。s l ，s 2 ，s 1 6 是r ( x ) 的t = 1 6 个伴随式，译码的第一步就是求伴随 式s i ，将ai ( i _ l ，2 ，2 t ；为本原元0 2 h e x ) 代入r ( x ) 就可以得到伴随式s i ： s ，= r ( 口”。) = r j a “”m ( f - 1 , 2 ，2 0 j = 0 其中n = 2 0 3 ，t = 8 ，i n o = 0 。( 3 - 5 ) 然后由2 l 个方程组求出2 t 个未知数x 和y j ： s ，= y , x ： 1 = 1 ( 3 6 ) 直接求解此方程组比较困难，因此引入错误位置多项式 盯( x ) = ( 1 一x l x ) ( 1 一x 2 x ) ( 1 一x t x ) = l + 盯l x + 盯2 x 2 + o t x s ( x ) = l + s i x + s 2 x 2 + - + s 2 ，x 2 作乘积s ( x ) 6 ( x ) ，并用 c o ( x ) = 1 + 脚l x + 珊2 x 2 + 表示该乘积 ( 3 7 ) ( 3 8 ) ( 3 - 9 ) 第三章c o f d m 系统中的信道编解码 不同的予载波噪声功率不同，为了提高性能，进行噪声功率的估计是很重要的。 我们设z 是实际发送信号最的估计值，它的s n r 应为其包含的有效信号功率 与叠加到它上面的噪声功率比值。山信道均衡结果可知： z 。：善：掣( 3 - 1 7 ) 毛。瓦2 百一 式p 溉为信道中叠加的商斯白噪声，舷服从独立正态分布。对上式两端嘏均 方： 玎刮到2 + 箭2 峨2 膏2 旧 其中嘎2 为发射信号的平均功率，6 。2 是平均高颠噪声功率。 可见上式中第一项为有效信号功率，第二项则为叠加在有效信号上的噪声功 率。山s v ? 的定义可得五点的信噪比： s n r 2 等蝌 p 1 9 ) 在c o f d m 系统调制端，由于数据信号在进行映射前，已经过了加扰、交织等 随机化处理，因此匹：2 应为一常量，其数值仅仅与调制端映射时所采用的星座图有 关。因而其信噪比公式还可以简化为： 舢：随 万。 f 3 2 0 ) 代入式( 3 1 0 ) 可知s n r 可以表示为噪声功率的倒数，在实际的实现中为了避 免除法运算，可以首先计算出平均噪声功率： 爵引z , 一x s n r 2 。 z 。的均方功率嘎2 可以用归一的方法求得，由于屯2 为一常量，再利用量化和 查表映射即可得到信道状态信息。图3 7 就是用归一法迭代计算c s i 的系统框 图3 7 _ h ；j 归一法迭代计算c s i 数字视频广播c o f d m 传输系统中的编解码技术 图，c s i 就是第a 个载波位置的c s i 值。 在信道衰落变化比较快的频率选择性信道r 卜，必须经过大量的统计平均才能 够反映出其噪声的统汁特性。图3 7 。i 的统计器，利用一个f i f ol 先进先出数据 暂存器) 不断的更新数据并求其平均，系数p 可以调节迭代速度，迭代的时问越 长，就越能够反映信道。i - 噪声的统计特性，从而得到实时的信道状态信息c s i k 。 而凡，由于j l - l t l , 的c s l 足k 1 1 , 间的统计i l 均结果，这样就消除了信道中窄带二二扰 剥+ 于信道估计的影响。另外，还可以利用信道的信号功率转移函数作为c s l ，在此 略去，有兴趣读者可参阅相关资料。 3 3 2 量化 为了充分利用信道输出信号的信息，提高译码可靠性，需要把可信度度量 婴化债q j i 1 1 1 1 1 1 1 0 1 1 0 l 1 1 0 0 l o ll 一 l o l o； 1 0 0 1一i i 1 0 0 0： ；：；么 0 1 1 1 可信赢 ；j 么一 0 1 1 0 ；么 0 l 0 l 。一一一一 0 1 0 0 0 0 1 l 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 圜3 8 量化图 值进行q ( ) 2 ) 电平量化，然后再输入到v i t e r b i 译码器。量化电平越多，越能精 确的反映接收码元的可信度，从而使译码器性能更接近于最大似然译码，但随着 量化电平数目的增多，译码器的复杂性很快增长，以至难以实现。我们采用线性 ( 均匀) 十六电平量化。 量化值q 与可信度值r 的关系如图3 8 所示，在硬判决的情况下，判决门限 以0 为界，r 大于0 则判为l ，小于0 则判为0 。软判决时，以4 位二进制数表示 十六进制量化的电平值，r 在哪一区间就判为那一区间的4 比特数，q = 1 1 1 l ( 1 5 ) 时判为1 的可信度最大( 度量值最小) ，0 的可信度最小( 度量值最大) ，q = 0 0 0 0 第二章c o f d m 系统中的信道编解码 2 i ( 0 ) h , j ，判为0 的可信度最大( 度量值最小) ，1 的可信度最小( 度量值最大) 。 4 位二进制数的第一位表示的是硬判决的结果，后三位表示此硬判决的可信度。第 一位为i 时，后三位表示的值即为可信度，第一位为0 时，后三位取补表 示的值即为可信度。 量化以后，发端发送的1 位二进制数，变为4 位二进制数，输入到软判决v i t e r b i 泽码器泽码。 在频率选择性信道条件下，频率相应峰值点载波的数据将被增大，而在凹处 的将会衷弱。在这种情况下，由估汁得到的c s i 也是波动的。因为c s i 是信噪比 的值，所以，均衡后的数据，有高c s i 的比低c s i 的有更高的可信度。 均衡后的数据要根据q a m 映射图进行判决，每一次判决m ( q a m 信号一个 符号的第i 位) 的可信度的度量可以通过信号星座点到判决限的距离来表示。图 3 9 表示了6 4 q a m 解映射判决可信度的度量。 图3 9 中，曲线x 是6 4 q a m 解映射第一位( b 0 ) 利第二位( b 1 ) 的度量值， 曲线y 是第三位( b 2 ) 和第四位( b 3 ) 的度量值，曲线z 是第四位( b 4 ) 和第五 位( b 5 ) 的度量值，b 0 和b l 的判决限为0 ，b 2 和b 3 的判决限为+ 4 和4 ，b 4 和 b 5 的半0 决限为+ 6 、6 、+ 2 矛口2 。 一、 眠t z j l 。、i j i ij。 - 8 。：形4 2 -：、乓4 迫8 x 7 ? rj 。j 、。弋j z _ 一x 图3 9 判决可信度度量 根据q a m 信号特性，b o 、b l 的优先级高于b 2 、b 3 、b 4 和b 5 ，丽b 2 和b 3 高于b 4 和b 5 ，这一特性用来产生可信度的度量。例如，假定收到的6 4 q a m 符号 为z ，r e a l ( z ) = 6 5 ，i m a g ( z ) = 0 5 ，由图3 9 可以看出，第一位的度量值比第三位和 第五位的度量值大，这一结果表明，在判决这三位b 0 ，b 2 ，b 4 都为0 时，可信度 逐渐降低。 有了