（电磁场与微波技术专业论文）宽带圆极化微带天线设计研究.pdf

作 者： 指导教师： 仲思超 程崇虎教授 题目：宽带圆极化贴片天线的设计研究 英文题目：d e s i g no fb r o a d b a n dc i r c u l a r l yp o l a r i z e dp a t c h a n t e n n a s 主题词：贴片天线，圆极化，左手传输线 k e yw o r d s ：p a t c ha n t e n n a s ，c i r c u l a rp o l a r i z a t i o n ，l e f t h a n d e dt r a n s m i s s i o n l i n e s ：矗 一每 ：， 。 - 一 。 一 摘要 圆极化天线广泛的运用于雷达、导航、卫星通信等领域。本文主要研究如何利用左手 传输线的反常相位特性，来构造宽带9 0 。功分移相器，并用该功分移相器作为馈电网络应 用于宽带圆极化天线的设计。 本文首先分析研究了左手结构传输线和复合左右手结构传输线的相位特性，对比发 现，一段传统右手结构传输线只能在一个相对较窄的频带范围内保持某种相位变化，但是 复合左右手结构传输线与传统传输线结合使用，则可以在较宽的频带范围内保持某种相位 差值。为此，将某种设计好的复合左右手结构传输线加入到威尔金森功分器的其中一个输 出口，使之与另一输出端形成9 0 。的相位差，这种新型功分移相器具有非常好的相位频率 特性。在此基础上，进一步研究了双馈电宽带圆极化微带贴片天线的设计。首先运用l 型 金属棒进行馈电，设计了一种具有宽带性能的贴片天线，将功分移相器设计成新型宽带馈 电网络，采用双馈电的方式实现圆极化，结果显示与普通的圆极化天线相比，工作带宽的 改善非常明显。 关键字：贴片天线，圆极化，左手传输线 目录 摘要i a b s t r a c t i i 目录i i i 第一章绪论1 1 1 研究背景和意义1 1 2 宽带天线的基本概念2 1 3 圆极化天线基本理论2 i 3 i 波的极化2 1 3 2 天线圆极化技术概述4 1 4 微带天线宽带化技术概述4 1 4 1 改变馈电方式展宽带宽5 1 4 2 多谐振展宽带宽6 1 4 3 引入损耗展宽带宽7 1 4 4 其他途径7 1 5 宽带圆极化天线的进展一8 1 5 1 单馈法进展8 1 5 2 多馈法进展9 1 5 3 多元法进展1 0 1 5 4 其他l1 1 6 本文的研究内容1 2 第二章左手传输线理论1 3 2 1 左手传输线( l h t l s ) 理论1 3 2 1 1 左手传输线等效模型1 3 2 1 2 左手传输线的异性相位：1 4 2 2 左手传输线与右手传输线相位特性比较1 6 2 2 1 传统r h t l s 的比较1 6 2 2 2l h t l s 与r h t l s 的比较17 2 3 左手传输线相位特性的应用1 9 第三章宽带圆极化微带天线的设计2 3 4 1- 一一 + 。- ：- + 3 1 宽带圆极化馈电网络设计：2 3 。 i l i 一7 3 2 天线结构的分析 3 2 1 介质层的选择 3 2 2l 型探针馈电贴片天线的结构理论 3 3宽带双馈电型圆极化圆形微带天线设计 3 3 1l 型探针单馈圆形贴片天线优化仿真 3 3 2l 型探针双馈圆形贴片天线优化仿真 3 3 3 天线优化仿真结果 3 4窄带圆极化圆形天线设计及对比 3 5宽带双馈电型圆极化方形微带天线设计 3 5 1 贴片尺寸确定与仿真 3 5 2 天线优化仿真结果 第四章全文总结及展望 致谢 参考文献 置 ，一二7 一一：- 二。- ? 二 ：-， +。 。 - ： 一 i v 。 - - l 。 南京邮电大学硕士学位论文 第一章绪论 第一章绪论 1 1 研究背景和意义 “天线是人们见闻世界的耳目，是人类与太空的联系，是文明社会的组成要素” 1 】。天 线是发射和接收电磁波的设备，一切利用无线电波来进行通信的系统如广播、雷达、g p s 等都离不开天线。天线是一种导行波与自由空间波之间的换能器 2 ，它的功能是辐射或者 接收无线电波。它把被导电磁波转变为自由空间的无线电波( 在发射系统中) ，或者做相 反的变换( 在接收系统中) ，从而在任意两点之间实现无线电信号的传递。它是电路与空 间的界面器件，它的发明使得电磁频谱成为人类最大的可重复使用的自然资源之一。天线 是无线通信系统中非常重要的一个组成部分。一个结构合理，性能优良的天线系统可以极 大地提高无线系统的性能。天线的研究可以追溯到1 9 世纪后半叶。1 8 6 4 年，英国科学家 j c m a x w e l l 总结前人的实验定律，完整地给出电磁场满足的方程组，对宏观电磁现象进行 了统一而简洁的描述，从此人们对电磁场的认识进入了一个崭新的阶段。1 8 8 7 年德国卡尔 斯洛工学院的h e r t z 教授用火花间隙发生器，设计了源与接收装置，建立了世界上第一个 天线系统，并用它验证了m a x w e l l 提出的存在电磁波的设想。虽然h e r t z 是一位先驱者， 但他的天线只停留在实验室阶段。到了1 9 0 1 年，意大利发明家g m a r c o n i 在h e r t z 的系统 上添加了调谐电路，为较长的波长配备了大的天线和接地系统，用该系统接收到了横渡大 西洋相隔3 0 0 0 公里的无线电信号。次年m a r c o n i 开始了正规的无线电通信服务。2 0 世纪 以来，特别是在第二次世界大战以后，人们对无线电在军用和民用上的重要性有了更加深 刻的认识，从而在这些领域的研究突飞猛进，这导致天线理论与技术研究的新跨越，对天 线需求的增长到了史无前例的程度，各种新型、高效的天线如雨后春笋般地开发出来，极 大地提高了工农业生产力、军事战斗力，丰富了人们的科学文化生活，促进了社会进步。 随着科学技术和社会的不断发展，对天线的性能要求也越来越高，在现代的无线应用系统 中，普通的单纯的线极化天线已很难满足人们的需求，圆极化天线的应用越来越广泛。圆 极化天线是由线极化天线发展而来的，它们又都是椭圆极化天线的一种特例。习惯上，将 椭圆度不大的椭圆极化天线统称为圆极化天线，只是在分析具体问题时才加以区别，有时 也将标准圆极化称为纯圆极化。圆极化天线主要特点主要体现在以下几个方面 3 4 1 1 5 1 ： 1 圆极化天线可接收任意极化的来波，且其辐射波也可由任意极化天线收到；2 圆极化天 线具有旋向正交性；3 极化波入射到对称目标( 如平面、球面等) 时旋向逆转，不同旋向 的电磁波具有较大数值的极化隔离。 。 i ： ：一2 ，o ：j _ ， 7 一、，? 一 - 。一。 i 。 j+-一。+ ， 南京邮电大学硕士学位论文 第一苹绪论 1 2 宽带天线的基本概念 天线的频带宽带( 简称带宽) 是指天线的主要性能参数如输入阻抗、方向图、增益、极 化特性、主瓣宽度、副瓣电平等，满足设计指标要求的频率范围。一般情况下，天线性能 参数是随频率而变化的，因而天线带宽就取决于各项性能参数的频率特性。若同时对几项 性能参数都有指标要求，则应以其中最严格的要求作为确定天线带宽的依据。天线带宽通 常有两种表示方法，- - 署e e 称为“相对带宽”，其定义为：天线的绝对带宽2 可与工作频带内中 ，t l , 频率z 之比，即： r ：立五：一2 a u ( 1 1 ) c c 式中，以和石分别表示工作频带的上限频率和下限频率，工：五善 另一种带宽表示方法称为“倍频带宽”，其定义为：- i - 作频带的上限频率与下限频率的比 值，即： b = 丛 ( 1 2 ) j 。 i 一般来说，信号的超宽带定义为1 0 d b 带宽大于5 0 0 m h z 或相对带宽大于2 0 6 】。而 作为无线电系统主要部件的天线，只要带宽达到这样的要求，就是宽带天线了。 1 3 圆极化天线基本理论 1 3 1 波的极化 众所周知，电磁波在空间传播时，其电场矢量和磁场矢量的方向通常都是随时间变化 而变化的，为了说明波的电场强度( 或磁场强度) 的变化，引入了极化这个概念。所谓波 的极化是指电磁波的电场强度( 或磁场强度) 的取向随时间变化的方式。一般来说，如果 没有专门的说明，通常都是一电场矢量的空间指向作为电磁波的极化方向，即是用电场强 度矢量端点每周期内在空间描绘的轨迹来表示波的极化 7 】。 电磁波的极化类型分为线极化，圆极化和椭圆极化。当电场强度矢量的端点在垂直于 传播方向的固定平面上描绘的轨迹是椭圆时，这种电磁波就被称为椭圆极化波，如图1 1 ( a ) 所示；当描绘的轨迹是直线时，则称为线极化波，又称为平面极化波，如图1 1 ( b ) 所示；当描绘的轨迹是圆时，就称为圆极化波，如图1 1 ( c ) 所示。 南京邮电大学硕士学位论文 第一章绪论 a ，l ，t r ) ( a ) 椭圆极化( b ) 线极化( c ) 圆极化 图1 1 波的极化 假设在直角坐标系中，有两列电磁波沿正z 方向传播，它们的电场矢量分别是e l ( ，) 和 易( ，) ，相应的相位角分别为仍和仍，角频率均为c o 。则这两列波合成的矢量在x ，y 方向 的分量x ( t ) 和r ( t ) 可以由下式得出： 将上式用c o s ( 口+ ) = c o s ( a ) c o s ( ，) 一s i n ( a ) s i n ( f 1 ) 展开并整理得： a x 2 ( ，) + 2 b x ( t ) y ( t ) + c y 2 ( f ) + f = 0 ( 1 4 ) 式中参数： 么= 砖+ 砀+ 2e l y e 2 y c o s ( c , 一仍) b = - 互z 巨y + e 2 x e z y + ( 巨，e 2 y + 易一e y ) c 。s ( 仍一仍) 】 ( 1 5 ) c = e ：+ e 乞+ 2 巨，e 2 ，c o s ( c ；, 一仍) f = 1 ( e ，如y 一易，巨y ) 2s i n 2 ( 仍一仍) 】 当两矢量空间相互垂直，振幅相等，两矢量相位相差9 0 度时，即e l ( t ) = 巨，g ( t ) = 易， 臣，= e 2 y = e ，置y = 岛，= 0 ，仍一仍= r e 2 时，可以化为 x 2 ( ，) + y 2 ( f ) = e 2 ( 1 - 6 ) 此时，上式是一个标准的圆方程，表示这两列电磁波合成了圆极化波。 而当两列波的电场矢量相位相同或相反，或相互平行时，式( 1 4 ) 都可以简化为一个 直线方程，则说明这两列波合成了线极化波。 可以证明，在其他所有情况下，式( 1 4 ) 都是一个一般化椭圆方程。具体详细的证明 推导过程可以参见文献【7 】。 ： j ； ， ， 。，- j 7 t 二1 7 + ! - + f ： ? j 二：，二- ：一j 一，： ： ：。 - 。 一 _ ：一 j e 3 一 。 。j 一： - 。? j h 仍眈专蓄 励砌 + 卜 砌m + 卜专蓄 西鼬 l l = 砌m 南京邮电大学硕士学位论文 第一章绪论 1 3 2 天线圆极化技术概述 圆极化天线在无线电领域中有重要作用。特别在航天飞行器中，由于飞行器位置姿态 的固定，它们的通讯测控设备都要求共形的、重量轻、体积小而且成本低的圆极化天线。 圆极化微带天线就是能满足这些要求的比较理想的天线。 微带天线中存在何种模式完全取决于贴片的形状和激励模型，当馈电点位于贴片的对 角线上时，天线中可以同时维持t m o 。和t m 。模，两种主模同相且极化正交，结果导致辐 射波的极化方向与馈电点所在对角线平行，单点馈电的准方形贴片、方形切角贴片和四周 切有缝隙的方形贴片天线等均可以辐射圆极化波。用微带天线产生圆极化波的关键是产生 幅度相等，相位相差9 0 度的两个线极化波。为达到以上要求，利用微带天线实现圆极化 辐射主要有以下几种方法：1 ) 正交馈电的单片圆极化微带天线；2 ) 一点馈电或多点馈电的单 片圆极化微带天线；3 ) 由曲线微带构成的宽频带圆极化微带天线；4 ) 微带天线阵构成的圆极 化微带天线 8 1 4 微带天线宽带化技术概述 天线的频带是指其特性参数在规定的容许范围内的频率范围。对线极化天线来说，通 常考虑的特性参数是：方向图、增益和阻抗，其中最容易受频率变化影响的是阻抗，也就 是说，线极化天线频带主要受其阻抗带宽限制，因此，大多数展宽带宽的方法都是针对阻 抗带宽来说的。微带天线频带窄的根本原因在于它是一种谐振式天线，它的谐振特性犹如 一个高q 并联谐振电路，使得它在谐振时能够实现匹配而当频率偏离谐振时电抗分量急剧 变化使之失配。在过去的二三十年，提出了多种方法来展宽微带天线的带宽，使用最多的 方法是使用多模或者寄生辐射来实现，但是这种展宽是以尺寸、重量或者体积等其他性能 的恶化为代价的。 增加带宽简单有效的方法是增加介质的厚度和降低基片的相对介电常数值，这两个参 数与天线带宽有直接的关系，但是这种方法也可能引入很多的问题。首先介质厚度过大， 会引起表面波的明显激励，并可能会在厚度方向激发一些高次模，这会降低辐射效率，使 辐射方向图恶化，并对馈电带来一些问题。一般认为，h x 曰臼 ( a ) 天线兀( b ) 组阵方式 图1 1 4 微带馈电切角层叠元组成的同步子阵列 1 5 4 其他 另有一类宽带圆极化设计是对开槽天线进行改善，文献 3 4 ，3 5 都是采用t 形枝节调谐 和t 型结馈电结构，如图1 1 5 所示，实现圆极化及宽带工作，轴比带宽分别达到了2 2 2 及1 9 。文献 3 6 ( 见图1 1 6 ) 是在平面上开槽加调谐枝节，并在一角采用微带馈电，这 种简单的结构轴比带宽达到了8 5 ，很适合应用于卫星接收中应用。 南京邮电大学硕士学位论文 第一章绪论 。、 一w “：、，。：；7 7 。 ”、 j 、： 。， ： 、；。二l r ；。，。；。i _ ”，“i ，。i 、：t j 。- ： 争 、- ；r ”t r t 一t ；一r 心。 、：j - 。： 、 图i - 1 5t 型调谐枝节的开槽天线 图1 1 6 对角馈电的开槽天线 在此，按照圆极化天线实现的方式，分别对其宽带化发展进行了简要介绍，展宽圆极 化带宽的方法多种多样，各种方法都有优缺点，在带宽、增益、交叉极化、小型化等方面 往往是相互制约的，在设计过程中需要综合考虑。 1 6 本文的研究内容 本文首先回顾了现有的圆极化天线研究进展，以及展宽圆极化带宽的各种技术。第二 章介绍了现阶段研究热点左手材料，由于左手传输线相位的奇异特性，被广泛利用于 各种微波器件的设计。文章第三章通过理论分析计算，利用左手传输线可以迅速得到构建 了一个相位相差9 0 度，等幅功分器，并将其作为宽带天线的馈电网络，仿真结果证明其带 宽远远优于传统传输线；接着，选用双l 型金属棒馈电形式，设计一种双馈电形圆极化方 形微带贴片天线，并对采用窄带和宽带两种馈电网络的结果进行比较：以及设计另一种双 r ， r一 一 0 眨 ，：| 。 线 天 片。 ，、 毗一一：一。 带 微形圆化极圆 型电馈 南京邮电大学硕士学位论文 第三章w i l k i n s o n 功分器的原理及设计 第二章左手传输线理论 2 1 左手传输线( l h t l s ) 理论 2 1 1 左手传输线等效模型 众所周知，右手传输线( r h t l s ) 可以等效成串联电感和并联电容组成的分布参数电 路，如图2 1 ( a ) 所示。 1 4 , 6 z c l t 缸 ( a ) 纯右手材料无耗传输线( b ) 纯左手材料无耗传输线 图2 1左右手传输线的结构单元电路 传输线的电压电流方程可以表示为： a u 7 ， 一= 一么 a z a i l 1t 一= 一，u a z ( 2 一1 ) 田m a x w e l l 刀程口j 得出均匀物质中时谐振半向电磁波的解，司表不为： 堡：一j l hy 0z 。 ， 孕：一_ ，嬲t 比较公式( 2 1 ) 和( 2 2 ) ，可得出右手传输线的等效介电常数和等效磁导率表达式 如下： 砌：要：墼喝 o 砌2 万2 “p o 嘞：_ y ：j c o c r ：c r o 锄_ _ j c o 。归2 刈 ( 2 3 ) 如果将图2 1 ( a ) 中的电感和电容位置互换，如图2 - 1 ( b ) 所示，则可得其等效介电 常数和等效磁导室轰沃式为 。 南京邮电大学硕士学位论文 第三苹w i l k i n s o n 功分器阴原埋放哎计 。= 嘉= 訾一老枷 s j c o2 訾一壶刘 协4 ， 也就是说，图2 - 1 ( b ) 的电路形式可以等效为介电常数和磁导率均为负的左手材料。 另外还可以得到其等效折射率为： 一 。而2 白而= 一而c o 。 ( 2 5 ) 根据以上分析，可以把左手传输线的结构单元级联起来，构成左手传输线，如图2 - 2 所示。左手传输线的相移常数、特征阳抗、相速和群速的表达式分别为： 图2 2 左手传输线结构电路模型 = 一丽1 。 ( 2 6 ) z c = 乒+ 争。 p 7 ， u p ：罢：一彩2 厅l t c l o ( 2 8 ) u p2 万一彩 o ( 2 - 9 ) 由相移常数表达式可知，电磁波通过左手传输线电路后，相位是超前的：由群速和相 速的表达式可以看出，在左手传输线中，群速和相速是频率色散的，群速为正，相速为负， 当国_ o o 时，群谏和相谏均趋向于无穷。 2 1 2 左手传输线的异性相位 普通的右手传输线( r h t l ) 具有线性的相位响应，这影响了很多工作的灵活性。科研 人员进行过一些尝试，发现左手传输线与传统传输线不同，它具有非线性的相位响应( 如 图2 3 ) ，并且其零阶谐振的位置可控，这为不少微波元件的设计提供了很大便利 【3 7 3 8 3 9 。而且，从图2 - 3 中可见，在某频段内两条相位曲线近似于平行。 、 一 。 。； j 。 。 ， - ： i 。 - +4。l _ ：二 r 南京邮电大学 似为 f r e q 【g h z l 图2 3 左手传输线与右手传输线的相品曲线 从文献中得到，理想的右手传输线和左手传输线的单元相移分别为 。 一 心i c o ( c l z 氆o l - il l 磴掣1 0( 2 11 ) 其中z o r = 0 i 石，毛= 0 _ 石分别为右手传输线和左手传输线的特性阻抗。 那么，得到n 个级联单元的右手传输线和左手传输线的相移分别为 绯= 办。 ( 2 - 1 2 ) 九= 丸删， ( 2 1 3 ) 只要九。和九。远小于n 2 ，那么就可以将右手传输线和左手传输线的相移分别近 办一2 万厂厄百 ( 2 1 4 ) 二i - ： ，一。：7 。| 二： 南京邮电大学硕士学位论文第三章w i l k i n s o n 功分器的原理及设计 n 九历丽露 复合左右手传输线的相位为两者叠加： 龙= 办+ 九 2 2 左手传输线与右手传输线相位特性比较 2 2 1 传统r h t l s 的比较 ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) 选取频率为2 g h z ，线长分别为五4 和旯2 的微带线比较，即在2 g h z 相移分别为9 0 和一1 8 0 度，应用a g i l e n t 公司a d s 软件进行仿真。两者一律采用h ( 基板厚度) 为1 5 m m ； s ，( 基板相对介电常数) 为4 3 ；m u r ( 磁导率) 为1 ；c o n d ( 金属电导率) 为5 8 8 e + 7 ； h u ( 封装高度) 为1 0 e + 3 3 m m ；t ( 金属层厚度) 为0 0 5 m m ；t a n d ( 损耗角正切) 为l e 4 ： r o u n g h ( 表面粗糙度) 为0 m m ，微带线特征阻抗为5 0 q ，a d s 软件计算得到微带线线宽 w = 2 8 6 m m ，线长分别为2 0 7 m m 、4 1 5 m m 。 图2 - 4 两种r h t l s 相位 由图2 4 不难发现，如果想选取某一个固定相位的时候，只能在某些频点上才能实现。 如上图显示，当需要4 5 。相位时，2 ；1 4 微带线只有在l + 8 k g h z ( k - - - 0 ，1 ；2 ) 才能满足：同。 ； 二i j 1 6 。 j 二 + 。 ： 堕室些鱼奎兰堡主兰垡堡壅 笙三童! 些翌! 竺些坌堂竺鉴型丝壁! 样，兄2 微带线也需要在0 5 + 4 k g h z ( k = 0 ，1 ，2 ) 时才能得到。容易发现，两者的差值或 是总和都表现为线性特点，设计工作中经常需要端1 ：3 间有特定的相位差，如9 0 度等等， 观察五4 微带线，误差5 0 时的带宽也仅仅是0 2 2 g h z ( 1 8 9 2 1 1 g h z ) ，这就导致了微带线 的窄带特点十分明显。 2 2 2l h t l s 与r h t l s 的比较 接着，选取中心频率为2 g h z ，相移为一4 5 。的r h t l s 和4 5 0 的l h 。t l s ，l h t l s 由公 式( 2 - 1 5 ) 计算，采用2 阶5 0 f 2 阻抗匹配的l c 电路，得到l l = 1 0 13 n i l ，c l = 4 0 5 p e 图2 - 5l h - t l s 与r h t l s 相位曲线 由图2 5 可以观察到l h t l s 在低频处相位变化很快，在高频处趋于平缓，而l h t l s 与r h t l s 的相位在较宽的频带上都表现得近似平行，事实上，在1 4 8 2 7 4 g h z 内两者的 相位差一直保持在9 0 。9 5 。之间，相对带宽达到6 3 。 为了进一步扩大频带宽度，设计两者的相位差在9 0 。5 。，仍采用2 阶5 0 q 阻抗匹配 的l c 电路，计算得到，= 1 1 3 n h ，c ，= 4 5 2 p f 。 南京邮电大学硕士学位论文第三章w i l k i n s o n 功分器的原理及砹计 图2 6 新l h t l s 与r h - t l s 相位曲线 由图2 - 6 可以得到l h t l s 与r h t l s 的相位差，在1 1 9 3 0 2 g h z 内两者的相位差一 直保持在9 0 。5 。之间，相对带宽高达9 2 。 从上面所述，已经很明了的看出，左手传输线能给予要求特定相位的设计以更多的便 利。但是，实践发现并不是所有r h t l s 与l h t l s 提供特定相位差的带宽都是最优的。 所以，必须引入c r l h t l s 与r h t l s 的比较，使带宽达到最宽。 假设，要在频率彳到左间，求得与一己知微带线相位相差矽的c r l h - t l s 。 由2 1 2 节中公式( 2 1 4 ) 、 ( 2 1 5 ) 、 ( 2 1 6 ) 可知： 龙( ) = 办( 厂) + 丸( 厂) = 一e f + q f ( 2 - 1 5 ) 其中p = 一九，厂，q = 丸厂。用l c 表示 q = 丽n 厉 2 - 1 6 ) 将所求频率彳和厶带到公式( 2 1 5 ) 中，可得 肚警斧( 2 - 1 7 ) 2jj 、 q = f , l 2 痧c ( f , ) - f , 2 丸( 厶) j 甓一采一| 。，一一7 j 一? 南京邮电大学硕士学位论文第三章 w i l k i n s o n 功分器的原理及设计 其中，龙( 石) 和龙( 厶) 可以通过已知微带线和两者相位差矽求得。再根据式( 2 1 7 ) 就可以得到c r l h t l s 中r h t l s 的结构，再由式( 2 1 6 ) 、( 2 1 8 ) 以及匹配阻抗得到l 、 c 原件的大小值。 2 3 左手传输线相位特性的应用 这些年，左手结构传输线被广泛的应用于微波器件的设计中，因为混合左右手可以获 得理想及相位特性，例如，几乎平行的频率相位线，以及群速度，可以利用其拥有非线性 相位特性，在某个频率点甚至可以得到零传播常数。基于左手结构的这些特点，分析了基 于该结构的微波器件，从结果发现，应用左手机构，在一定程度上实现了以前无法实现的 效果，重要的一点是器件的频率特性得到了改善，拓展了带宽，更好地应用这些基于左手 结构实现的微波器件解决实际问题。 下面列举了在功分器、八木天线和双频带器件的设计上分析以及仿真的结果： 1 移相功分器 4 0 1 b意gnll+82nlljgnll d - 82 ；n l l 与 图2 7 ( a ) 功分器实物以及等效电路 ； ， ， ， ，。 9 l ， ， 南京邮电大学硕士学位论文 第三章w i l k i n s o n 功分器的原理及砹汁 ， f r c q u c n c 、+ ( gii z ) 图2 7 ( b ) 传统以及基于左右手功分器的端口相位特性比较图 结果显示应用混合左右手结构后大大改善了移相功分器的9 0 度相差带宽。 2 八木天线 4 1 】 图2 8 基于左手结构馈电网络的八木天线设计图 r 一+ 。 ， 2 0 ： 锄=屯一ucjp产i!1)=l协ll c l 、 ；：o：y漕 南京 1234567891 0 f r e q u e n c y ( g h z ) l 图2 - 9 ( a ) 天线的测试回波损耗 9 0 1 8 0 2 7 0 ec o p o l e x p o l 图2 - 9 ( b ) 天线的方向图 从天线的方向图可以看出，应用左手结构馈电系统对天线的带宽作出了很大的改变。 3 双频带器件 4 2 】 一：。1 2 l 图2 11 测试s 参数端口相位差 从以上结果可以看出，应用混合左右手结果可以很好的实现双频带效应。 ： ： 2 2 7 _ 。，j 二二一 南京邮电大学硕士学位论文第四章宽带圆极化微带贴片天线的原理与设计 第三章宽带圆极化微带天线的设计 自上世纪后期微带天线理论得到较大发展以来，微带天线以其体积小、重量轻、剖面 低、能与载体共形、馈电方式灵活等优点得到广泛应用。但单层微带天线的带宽不到1 0 ， 这使得微带天线的适用范围大为缩小。为此，研究了多种方法来扩展微带天线的阻抗带宽， 如k l w o n g 等人设计的方形开槽天线具有4 3 的圆极化带宽；c w s u 等人设计的环形 开槽天线具有1 0 的圆极化带宽：x m q i n g 等人设计的环形开槽多馈点天线具有9 的圆 极化带宽；w c h o n g 等人的齿轮装多点馈电天线具有1 7 1 的圆极化带宽，其中比较有效 的是多点馈电方式和贴片开槽方式。本章主要研究宽带双馈点馈电圆极化天线设计。微带 。 天线的圆极化工作可以通过使用两个独立的馈源或是使用一分二功分器的单个馈源来激 励实现。为了获得较宽的工作频带，本章采用双层介质，空气层与介质层结合的天线形式， 中间为空气层，辐射片为一个对称结构金属片。为了在要求的频带内实现圆极化，馈电采 用双l 型金属棒。采用这种馈电形式，天线可以获得较高的耦合性能。具体内容安排为：3 1 节设计一种可以进行宽带馈电的网络，输出信号幅度相等，相位相差9 0 度；3 1 2 节理论上 阐述了采用l 型金属棒馈电和混合空气介质层设计天线的理由；3 3 设计一种双馈电形圆 极化方形微带贴片天线，并对采用窄带和宽带两种馈电网络的结果进行比较：3 4 节设计 一种双馈电型圆极化圆形微带贴片天线。 3 1 宽带圆极化馈电网络设计 从第二章已经知道，左手传输线提供的宽带相位差尤其对于微波电路的设计无疑是一 个巨大的福音。过去，在设计双馈点圆极化微带天线的过程中，经常会因为微带带宽过窄 导致相位相差9 0 度的条件就成了限制了圆极化天线宽带化的重要瓶颈。 现在，利用左手传输线设计一个中心频率为1 8 g h z ，输出信号等幅，在1 5 2 1 g h z 相位相差9 0 度的3 端口功分器( 如图3 。1 ) 作为宽带圆极化天线的馈电网络， ” - - ! ： ： ， 2 3 。 ， ， 南京邮电大学硕士学位论文第四章宽带网极化微带贴片天线的原理与砹汁 cc 5 0 欧姆微带线 图3 1c r l h t l s 功分移相器的腺理图 假设3 端口为普通传输线，在中心频率l = 1 8 g h z 处的相位为- 5 4 。，即敷( ) = - 5 4 。， a d s 计算得到线长18 3 m m 。由于普通传输线的线性特性，可以很容易得到z = i 5 g h z 和 五= 2 1 g h z 处的相位分别为办( z ) = 4 5 。和靠( 正) = - 6 3 。 2 端口加入c r l h t l s 后，相位应超前3 端口9 0 。那么，频率彳和石处的相位 应为龙( 彳) = 九( z ) + 9 0 。= 4 5 。，龙( 左) = 九( 以) + 9 0 。= 2 7 。，利用公式( 2 1 5 ) ( 2 - 1 8 ) 可得到其中r h t l s 长3 1 m m ，l h 部分取n = 2 ，l ，= 1 1 5 n i l ，c l = 4 6 p f 。 将计算的c r l h t l s 和r h t l s 分别级联到w i l k i n s o n 功分器中。 使用a d s 软件仿真得到的s 。、是、s 。如图3 2 所示。 f r e q 【g 】 - - z 。：； 。 。 。 十+ ，。 ， 2 4 。 _ ， 1 01 21 41 61 82 02 22 42 62 83 0 f r e q 【g h z 】 图3 - 2 加入c r l h t l s 和r h t l s 功分器的s 参数 将两端口的相位进行比较，如图3 3 所示。 1 图3 - 3 加入c r l h t l s 和r h t l s 功分器的两端e l 相位比较 从图3 2 、3 3 ，可以明显发现加入c r l h t l s 结构后，两端口的传输特性仍然能达到 要求，而且在1 2 8 2 5 3 g h z 范围这端口相位差能达到9 0 0 5 0 ，是普通微带线根本无法比 拟的。 3 2 天线结构的分析 通过减小圆极化微带天线的固有品质因子以及提高耦合度来增大天线的可用带宽的 方法由于其简单实用性而字到了乎够兴趣以孕杏量印巧寥? 应用。 。 2 5 。一 ： 南京邮电大学硕士学位论文第p u 章宽带圆午及化微带贴片天线的原理与设计 3 2 1 介质层的选择 根据腔模理论，微带贴片天线可等效为一漏波谐振腔，尽管有较强的辐射，但是它依 然是品质因数q 值较高的谐振系统。而微带天线的圆极化带宽近似与其q 值成反比，因此 为了得到宽频带的圆极化微带天线，就要设法降低天线的q 值。通过增大天线介质基片的 厚度，或者降低基片的相对介电常数都可以降低o 值，从而展宽频带。在实际设计过程中， 为了降低其q 值，基片多采用较厚的泡沫材料或空气。然而该方法也有其缺点。在一些以 往的圆极化天线中，可以看到，为了减小品质因子而增加基板厚度和减小介电常数，但随 着厚度的增加却引入了馈电的困难。采用探针馈电，探针会引入感抗，这需要靠贴片的容 抗补偿。如果贴片太厚，感抗太大，难以补偿，这将使天线的阻抗带宽缩小。所以设计时， 合适的馈电方式和适当的基片的厚度都是需要考虑的。 3 2 2l 型探针馈电贴片天线的结构理论 l 型探针馈电微带天线是香港学者陆贵文教授于1 9 9 8 年左右发明设计的，其各种变形 在很多文献中都有过介绍 4 3 、4 4 1 。其一般的结构如图3 4 所示： 图3 - 4l 形探针馈电贴片天线结构 l 形探针馈电的贴片天线由辐射贴片、l 形探针、机械支撑结构和地平面组成。信号 通过同轴馈线直接连接到同轴探针，探针穿过打孔的地板，在地板上方的空气中延伸一段 距离并折弯，形成l 形，在折弯探针上方的贴片依靠探针的耦合产生辐射。该贴片天线以 其结构简单和优良的宽带性能而备受关注。 一 ， ， - ， _ ， 62 ， r 一 一，、一j三 南京邮电入学硕士学位论文第四章宽带圆极化微带贴片天线的原理与设计 该贴片天线可以近似等效为图3 - 5 所示等效电路： 图3 - 5 中，乙为端口的输入阻抗，t 为l 形探针的等效电感，e 表示l 形探针弯折 部分对贴片天线的等效电容，c c 表示l 形探针弯折部分对地的等效电容，r ，、三p 和c p 分 别代表贴片天线的辐射电阻、等效电感和等效电容。由阻抗的定义，不难得出从端r 2 处看 入的输入阻抗为： z帆印ls+蠢|丧+rr叭wlpjwj wj w c _乙5乙c9 = 一厶+ ；巧荪了虿w 2 l p 而( c p 丽+ c 再。r , ) 了- j w 万c p 乏r , - 虿1 丽丽( 3 1 ) 式中厶、e 、c c 、l p 、耳以及c p 均为不确定量，也就意味着可以通过调节上述可变 参数的大小，来方便的调节微带贴片天线的谐振以及拓展微带天线的带宽。 如果已知天线的谐振频率，贴片天线的大概尺寸可以通过以下公式来确定： r = 二二，一 ( 3 - 2 ) 2 ( r v + 2 ，) t 乞= 孚+ 孚”2 h ) - 1 + 0 0 4 ( ，一剐 伊3 ， 如叫伽端2 3 8 等4 - 伊4 ， t u 竺nr 本论文中采用了空气介质，即= 巳= 1 ，整理上述三个方程可以得到关于贴片天线辐 射边长度肜关于贴片天线的高度以及贴片天线谐振频率的二元一次方程： 2 + ( 2 2 4 4 一万c ) + 。3 8 爿一了0 4 e l l = 。 ( 3 5 ) 求解该方程，n - i 以得出：+，； 。聿 。 2 7 。 j j 。，r ： 。-： 南京邮电大学硕士学位论文 第四章宽带圆极化微带贴片天线的原理与设计 1 删2 + 正巫乒巫 协6 ， 式中凡对应贴片天线谐振波长。 根据式可以作出贴片天线谐振频率厂分别为1 5 g h z 、1 8 g h z 、和2 1 g h z 条件下，贴 片天线辐射边长度与天线高度之间的关系曲线如图2 4 ： e e ； 划 业 捌 杂 牌 螂 帐 止 蛰 1 0 0 9 0 8 0 7 0 6 0 贴片天线辐射边长度随高度变化曲线 051 0 1 52 0 贴片天线高度h ( m m ) 2 5 图3 - 6 贴片天线辐射边长度随高度变化曲线 论文所设计的微带贴片天线工作频率为1 8 g h z 。下面通过仿真实验的方法来寻求贴片 天线辐射边长度w 与天线高度的理想尺寸。根据小型化以及天线基本辐射特性的要求，分 别选定h = 0 0 7 t 1 1 6 7 m m ，h = 0 1 2 1 6 6 7 m m 和日= o 1 2 3 , 2 0 m m 三种情况讨论。经 过大量的仿真实验，充分研究天线的谐振性能后，在确定三种情况下天线的最佳尺寸的同 时，得出了三种情况下微带贴片天线的增益特性曲线( 图3 - 7 ) 和天线输入端1 2 1 的回波损 耗特性曲线( 图3 - 8 ) 。 南京邮电大学硕士学位论文第四章宽带圆极化微带贴片天线的原理与设计 g 疗 疗 o - j 3 石 芷 1 1s 1 9 f ( g h z ) 图3 7 贴片天线的增益特性曲线 1 ，1 6 1 。71 s 1 92 o f ( g h z ) 。 图3 8 贴片天线输入端口的回波损耗曲线 分析天线的增益特性以及天线输入端口的回波损耗曲线后，不难得出：随着天线高度 不断增加，天线平均增益将不断变小，而天线输入端口的回波损耗性能将变好，也即天线 的阻抗带宽变大。综合考虑天线的增益特性和阻抗带宽特性后，这里选取了 h = o 1 2 1 6 6 7 m m 。这也是和很多文献中设计的日= o 1 旯是一致的。此时，天线的具体 尺寸为：h = 1 6 6 7 m m ，厶= l o m m ，厶= 3 5 m m ，w = 2 m m ，l = 6 2 r a m ，= 6 2 m m 。 天线的辐射边长度与图3 - 6 中的结论基本吻合。 整理可以得出天线谐振波长关于天线辐射边长度以及天线高度之间的方程为： i ：。矗二w 2 + 飞2 2 万4 4 h 而w + 矿0 3 8 h 2 一 一l 一 如 9 s _ 6 ，l (!p)ulq o 6 加 彤 氆 舶 甾 啪 嘶 南京邮电大学硕士学位论文第四章宽带圆极化微带贴片天线的原理与设计 把何= o 1 2 代入上式，不难推导出天线谐振波长与天线辐射边长度的二元一次方程 为： 矗2 + 7 6 1 3 a o w - 2 7 6 2 4 w 2 = 0 ( 3 8 ) 求解可得： 矗：-7613w+(7613w)2+4x27624w2269(3-9) 如= 一 o y ， 作出关系曲线如图3 - 9 辐射边长度随天线谐 1 厂一。i + j 4 0l 一一一；一一一；一一一一j 一一：一一一一：一一。一； ：m ) l l j _ 一_ j 一j l 一。 11 21 41 61 822 22 42 62 83 贴片天线谐振频率f ( g h z ) 图3 - 9 贴片天线辐射边长度随谐振频率关系曲线 为了解决馈电上造成的麻烦，本章将采用邻近耦合的方式进行馈电，而非直接接触式 馈电，具体就是采用l 型金属棒进行馈电，这种结构可以在金属棒和天线金属片之间引入 更大的容抗，从而可以补偿探针本身带进来的高感抗，进一