（电力电子与电力传动专业论文）相移加pwm复合控制双向dcdc变换器拓扑的综合方法.pdf

塑垩查兰堡主兰生笙兰垒生塑竺 a b s t r a c t b i d i r e c t i o n a ld c d cc o n v e r t e r sc a ne a s i l yc o n t r o lt h et r a n s f e ro fp o w e rb e t w e e nt w od c s o l l r c e s ，a n d w i l lb ew i d e l yu s e di na p p l i c a t i o n ss u c ha se l e c t r i cv e h i c l e s ，a e r o s p a c ep o w e r s y s t e m s ，a n dn e wp o w e rg e n e r a t i o ns y s t e mw h i c h u t i l i z ec l e a ne n e r g y h o w e v e r ，t h e r ee x i tt h r e e k e yp r o b l e m s i nt h e i ra p p l i c a t i o n s ，w h i c ha l ep o w e rd e n s i t y , e m c ，a n dc o s t ts o f ts w i s h i n g i so n e o f k e yt e c h n o l o g y t os o l v et h e s ep r o b l e m s p h a s e - s h i f tb i d i r e c t i o n a ld c - d c c o n v e r t e ri sa t t r a c t i v e s i n c ei to p e r a t e dw i t hf i x e df r e q u e n c y , h a ss m a l lv o l t a g ea n dc u r r e n ts t r e s sa n dc a nr e a l i z ez v s w i t h o u ta u x i l i a r ys w i t c h e s h o w e v e r , i th a sh i 曲c u r r e n ts t r e s s e sa n dn a r r o wz v sr a n g ew h e n t h e a m p l i t u d eo fi n p u tv o l t a g ei s n o tm a t c h e dw i t ht h a to fo u t p u tv o l t a g e b o t ht h er a n g eo fi n p u t v o l t a g ea n dt h a to fo u t p u tv o r a g ea l ev e r yw i d ei na p p l i c a t i o n s s u c ha se l e c t r i cv e h i c l e sa n d a e r o s p a c ep o w e rs y s t e m s t p w mp l u s p h a s e - s h i f t b i d i r e c t i o n a ld c - d cc o n v e r t e rf e a t u r e sr e d u c e dc u r r e n ts t r e s s ， c o n d u c t i o nl o s s e s ，s w i t c h i n gl o s s e so fs e m i c o n d u c t o r sa n dw i d ez v sr a n g e a c t u a l l y , p w mp l u s p h a s e - s h i f t c o n t r o lc a nb ee x t e n d e dt oaf a m i l yo f b i d i r e c t i o n a ld c - d c c o n v e n e r s i nt h i st h e s i s ，a t e c h n i q u e t o s y n t h e s i z e b i d i r e c t i o n a ld c - d cc o n v e n e rt o p o l o g i e s i s p r e s e n t e d o p e r a t i o n p r i n c i p l e ，d e s i g no fc o n t r o lc i r c u i t , l o s sa n a l y s i s a n de x p e r i m e n t a lr e s u l t so fo n ep w m p l u s p h a s e - s h i f t b i d i r e c t i o n a ld c - d cc o n v e r t e ra r ep r o v i d e d k e y w o r d ：b i d i r e c t i o n a ld c - d cc o n v e r t e r , p w m ，p h a s e s h i f t ，l o s sa n a l y s i s i i 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 第1 章绪论 本章介绍了双向d c - d c 功率变换器的基本原理和应用及其发展概况。并根据目前双向 d c d c 变换器在应用中所遇到的问题，简要介绍本论文的目的和主要研究内容。 1 1 双向d c d c 变换器的原理 在电动汽车、航天供电系统、新能源再生能源发电等些应用场合，两侧都是直流电压 源或直流有源负载，它们的电压极性保持不变，希望能量双向流动，也就是电流的双向流动。 这时就需要双向d c - d c 变换器，其结构图如图1 1 ( a ) 所示，在直流电压源巧和屹之间 有一个双向d c - d c 变换器，用于控制其间的能量传输。丑和厶分别是巧和圪的平均输入电 流。双向d c - d c 变换器可以根据实际需要控制能量的流动方向，即可以使能量从w 传输到 乃( 此时厶为负，而后为正) ，也可以使能量从巧输到巧( 此时五为正，而乃为负) 。 用通常的单向d c d c 变换器也可以实现能量的双向流动，但是这时就需要将两个单向 d c d c 变换器反并联，因为通常的单向d c - d c 变换器中的主功率传输通路上一般都有二极 管这个环节，因此能量经由变换器流动的方向只能是单向的。其结构图如图1 - 1 ( b ) 所示，单 向d c - d c 变换器被用来控制处理从巧到乃的能量流动，当需要能量反向流动时就使用 单向d c - d c 变换器。 ( a ) 双向d c - d c 变换器结构 双- 单向变换器结构 图1 - 1能实现能量双向流动的变换器的结构图 与采用两个单向d c - d c 变换器反并联来达到能量双向传输的方案相比，双向d c d c 变 换器应用同一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体器件数目小，且可以更加快速地 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 进行两个方向功率变换的切换。再者，在低压大电流场合，一般双向d c - d c 变换器更有可 能在现成的电路上使用同步整流器工作方式，有利于降低通态损耗。总之，双向d c d c 变 换器具有高效率、体积小、动态性能好和低成本等优势。 1 2 双向d c d c 变换器的应用 高功率密度双向d c - d c 变换器能够高效率、灵活地实现电能的双向流动的控制，将广 泛地应用在电动汽车、航天供电系统、新能源再生能源发电等系统中。双向d c d c 功率变 换器在电动汽车的能量管理中扮演着重要的角色。在纯电动汽车中，由于蓄电池的电压变动 范围大应用双向d c - d c 功率变换器可以优化电机驱动性能，同时实现制动能量的回馈，提 高电能的利用效率。为弥补蓄电池瞬时输出脉冲功率限制的缺陷，双向d c - d c 功率变换器 与超容配合可达到增加瞬时输出功率，从而提高电动汽车的加、减速性能。在燃料电池电动 汽车中，汽车启动时燃料电池电压尚未建立起来，需要借助双向d c - d c 功率变换器将低压 辅助蓄电池升压向高电压总线提供电能；而当汽车制动时，借助双向d c d c 功率变换器将 制动能量回馈到辅助蓄电池。在宇宙飞船及空间站等航天器供电系统中，双向d c d c 变换 器充当蓄电池能量管理的作用，可以提高能源的利用效率，对航天器电源供电系统的寿命、 可靠性的提高也是十分关键的。另外，双向d c d c 功率变换器在未来汽车4 2 v 供电系统、 新能源或再生能源发电系统的能量管理中将发挥重要的作用。 1 3 双向d c i ) c 变换器发展概况 本节介绍了双向d c d c 变换器现有的基本拓扑和其特点，并对双向d c d c 变换器的软 开关现状进行了概述。 1 3 1 双向d c - d c 变换器的拓扑概况 将单向i x ：- d c 变换器中的无源开关替换为有源开关就可以得到双向d c - d c 变换器【1 ”。 单向d c - d c 变换器的所有基本拓扑都可由此转变成相应的双向直流变换基本拓扑8 ”。单向 d c - d c 基本变换器有六种基本拓扑，如图1 - 2 所示，将其中的无源开关替换为有源开关的就 可以得到如图1 - 3 所示对应的六个双向d c d c 基本变换器，它们都能控制能量双向流动。 文献 2 4 】中所述的双向d c d c 变换器，以及文献【2 5 】中所述的十个半桥式双向d c - d c 变换 2 浙江大学硕士学位论文第l 章绪论 器，实际就是这些双向d c - d c 基本变换器或是在它们的输入端或输出端增加滤波器后的简 单变形拓扑。 s 1 l + 1 一：d 2 v ： 一一 l ( a ) b u e k d 2 一 二： ( c ) b u c k - b o o s t r 一 十 i i ，l s 121! d 2v ： i i ( d ) c 6 k v ， 舀鸵 v z c a ) b u c k b o o s t l 一 二： ： ( c ) b u o k - b o o s t ( d ) c f i k 3 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 o + id 2 v i 一 ( f ) z e t a 图1 - 2 单向d c - d c 基本变换器族 ( 0z c h a s e p i c 图1 - 3 双向d c d c 基车变换器族 图1 - 4 所示的b u c k - b o o s t 级联型双向d c d c 变换器是由双向d c d c 基本变换拓扑转换 而来的非隔离式的双向d c - d c 变换器，这种变换嚣像通常的b u c k - b o o s t 双向d c d c 变换 器一样可以将蓄电池的电压升高或降低，但是其输出端和输入端的电压极性却是一样的 1 6 - 17 1o 在正向升压工作中，s j 保持导通状态，髓脉宽调制工作；正向降压工作中，艘保持 关断状态，s 脉宽调制工作。正向工作期间鄹和肼始终关断，而到了反向工作时它们的角 色就跟s 和船反了过来。这种变换器的不足之处是它的开关器件和二极管数目都比通常的 b u c k - b o o s t 双向d c - d c 变换器增加了一倍，而且由于每一时间段里主电流都要流经两个半 导体器件，通态损耗也高一些，另外变换器仍是硬开关工作。 图1 - 4 b u c k - b o o s t 级联型双向d c d c 变换器 o 4 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 双向d c d c 变换器同样也可有反激式( f l y b a c k ) 、正激式( f o r w a r d ) 、推挽式( p u s h - p u l l ) 、 桥式( b r i d g e ) 、电流馈式( c u r r e n t - f e d ) 及其它些混合式的隔离式变换结构。 在隔离式双向d c - d c 变换器中，对称反激式结构变换器因其结构最筒单，成本低，以 及瞬态响应良好等优点，非常适合于小功率应用场合。文献【2 2 中提出如图1 - 5 所示的反激 式双向d c ，d c 变换器，当船保持关断，s ，脉宽调制开关工作时，就如同一般的单向反激 式变换器能量从阳传输到耽：反之亦然。在该文献中，由于两个变换方向所需的功率等 级不同，在功率小的变换方向采取断续电流模式，在功率大的变换方向上采取连续电流模式。 但是，和常规单向反激式变换器一样，由于变压器漏感的存在，该双向反激式变换器中的开 关管关断时承受着极大的电压振荡和开关应力。 文献【9 】中的对称推挽式结构双向d c d c 变换器如图1 - 6 所示，它可处理的双向传输功 率比对称反激式结构变换器要大一些。上和2 均为滤波电感，在低压端( 一般在十儿伏以下) 晶体管可不串联二极管，在高压端晶体管需串联二极管。正向工作中，肼和船脉宽调制开 关，船和尉保持关断：反向工作中，鄹和鄹脉宽调制开关，脚和韶保持关断。此种变换 器的结构也比较简单，但同样有因变压器漏感引起的开关管关断时严重的电压尖峰，变换器 工作条件较为恶劣，在高电压场合不宜使用。 图1 - 5 反激式双向d c - d c 变换器图1 6 推挽式取向d c - d c 变换器 桥式双向1 3 ( 3 - d c 变换器在中、大功率场合倍受青睐 3 , 5 - g , 1 0 - 1 2 。其中一类典型电路如图 1 7 所示，这类变换器也被称作双有源桥式变换器，在变换器隔离变压器的两端各有一个电 压馈电式的全桥式变换单元，通过改变变换器中变换单元之间的驱动控制相角差来控制直流 源之间的能量流动。变换器为升降压操作。滤波元件少，为简单的一阶稳定系统。采用该控 制类型的变换器中一般没有大的迟滞延时无源元件动态响应较快1 6 - s 。另外也有电流馈电 式的桥式变换器【l ”，典型电路如图1 - 8 所示，该变换器的一端为电流馈电式全桥电路，该端 的输出电流为连续的，但开关管关断时存在较为严重的由电感引起的电压尖峰，必须加以抑 制。再有该类变换器有时还会碰到要专门解决变换器的启动问题p ”，这样又会在一定程度 5 渐江大学硕士学位论文 第j 章绪论 上增加了变换器设计的复杂性。 孤瓜 一一 图1 - 8 电流馈桥式双向d c - d c 变换器 还有一些混合式隔离结构的双向d c - d c 变换器，如图1 - 9 所示。在这种双向d c - d c 变 换器结构中，隔离变压器的原边为半桥变换结构( 图中被淡化的部分，d 1 、d 2 及l ，作用是 保持c y 和e 2 的电压分配平衡) ，副边为电流馈推挽变换结构口j 。正向工作模式中，田、彤 保持关断，仅以其反并二极管参加整流工作，而原边s j 、黝如同常规半桥型单向d c - d c 变 换器一样高频脉宽调制开关工作，珞经变换器给电池充电：反向工作模式中，s ，、脚 保持关断，仅以其反并二极管参加整流工作，而原边、翱如同常规电流馈推挽型单向 d c - d c 变换器一样高频脉宽调制开关工作，电池经变换器放电，给原边侧负载供电。 总的来讲，该变换器在双向变换工作中均为硬开关方式工作，开关应力较大。 另外在有效降低变换器的通态损耗方面，同一些单向d c d c 变换器一样，在低压大电 流场合下，同步整流器技术在双向d c - d c 变换器中的使用将会大大提高变换器的效率 郾，l q 2 。 6 浙江上学硕士学位论文 第1 章绪论 图1 - 9 半桥推挽型双向d c d c 变换器 i 3 2双向d c - d c 变换器的软开关技术现状 硬开关双向d c d c 变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这往往与有源开 关器件f 例如m o s f e t ) 的体内寄生二极管有关，因它关断过程中的反向恢复电流而产生的电 流尖峰对开关器件有极大的危害。一种解决办法是如图l l o 所示的采用额外串并快速二极 管的方法，这样在一定程度上减小了反向恢复电流，但不足之处是除了增加半导体器件的数 目外，还增加了变换器的通态损耗，对非高压应用场合中提高效率并没有贡献。 圈1 1 0 通过额外串并快恢复二极管减小反向恢复电流的b o o s t b u c k 厩向d c d c 变换嚣 为了缩小双向d c - d c 变换器的体积和重量，提高其功率密度和动态性能，双向d c d c 变换器正向高频化方向发展。而高频化必然要解决好开关损耗问题，近年来国际上在取向 d c - d c 变换器方面的研究重点主要开始集中在，离频化的同时如何使用软开关技术降低其 开关损耗，从而提高效率。 软开关技术给d c d c 变换器的性能带来了很大的改进，它降低了开关器件的电压电流 应力，软化器件的开关过程，减d , t 开关损耗，提商了变换器的工作效率，为变换器的高频 化提供了可能性，从而大大缩小了变换器的体积重量，功率密度和动态性能得到了提高。另 外，软开关技术的使用也有助于减小变换器对其它电子设备的电磁干扰【”。 7 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪沦 多年来，单向直流变换器软开关技术取得了长足发展，然而不能都简单地把它们套用到 双向d c d c 变换器。因为当能量传输方向改变之后，那些曾为实现软开关的谐振时序通常 会改变。这样不但实现不了变换器的软开关工作，甚至可能增加开关应力和损耗。因此也有 在某些应用场合，设计变换器在功率传输大的方向工作模式上实现软开关，而在功率传输小 的方向上就以硬开关方式工作吼 近年来，已有不少软开关双向d c - d c 变换器电路拓扑出现。 谐振技术是出现较早的软开关技术，它的应用消除了变换器工作中开关器件开关过程的 电压和电流二者交叠现象，降低了开关器件的开关损耗。 i rl o v l 图l 1 1 z c s z v s - s c y r b u c k b o o s t 双向d c - d c 变换器 s 1 亘 塑 至 s i 亘 堕 至 s ，! ! 亟 塑 s z 竺 习塑 ：今二公二鑫二必，。 v c r 么么， 8 浙扛大学硕士学位论文第1 章绪论 s】lrs 2 ( a ) z c s z v s s c y r( b ) z v s z c s s c y r 图1 - 1 3 单周谐振双向d c d c 基本变换单元 通过利用如图1 1 3 所示的单周谐振双向d c d c 基本变换单元，替换原常规的硬开关双 向d c d c 基本变换器中的基本变换单元，便可以得到系列化的单周谐振双向d c d c 变换 器。 从以上介绍中看到谐振双向d c d c 变换器较好地降低了开关损耗，但通常的谐振变换 器需变频工作，变频控制使得变换器的滤波器及闭环控制器的优化设计困难，而且很难削减 变换器产生的噪声。同谐振类单向d c - d c 变换器一样，针对这个缺陷，之后又有了恒频的 准谐振及多谐振双向d c d c 变换器【6 8 ，1 ”。 图1 - 1 4 ( a ) 为恒频零电流开关，零电压开关准谐振b u c k d b o o s t 双向d c - d c 变换器，其中 田为零电流开关工作，为零电压开关工作；图1 - 1 4 ( b ) 为恒频零电压开关，零电流开关准谐 振b u c k b o o s t 双向d c d c 变换器，其中彤为零电压开关工作，s 2 为零电流开关工作i “。 利用如图1 1 5 所示的准谐振双向d c 、d c 基本变换单元，替换原常规的硬开关双向 d c - d c 基本变换器中的基本变换单元，便可以得到系列化的准谐振双向d c - d c 变换器。 v 1v 2v 1 ( a ) z c s z v s - q r b u c k b o o s t 双向d c - d c 变换器 ( b ) z v s z c s - q rb u c k b o o s t 双向d c - d c 变换器 图l 1 4 准谐振双向d c d c 变换器 s 1l rs 2 ( a ) z c s z v s - q r ( b ) z v s z c s - q r 囤1 - 1 5 准谐振双匈d c - d c 基本变换单元 9 浙江大学硕士学位论文第l 章绪论 在高频工作条件下，对于m o s f e t 来讲，由于其漏源极间寄生电容以及其本身开通速 度快的缘故，与零电流开关条件相比，零电压开关条件对它来讲更为有利。图1 1 6 为恒频 零电压开关多营振双向d c d c 变换器，副和田均为零电压开关工作m 2 】。 v l 图1 6c f - z v s - m r b u c k b o o s t 双向d c d c 变换器 型j 7 多谐振双向d c - d c 基本变按单元 利用如图1 - 1 7 所示的多谐振双向d c - d c 基本变换单元，替换原常规的硬开关双向 d c - d c 基本变换器中的基本变换单元，便可以得到系列化的多谐振双向d c - d c 变换器。 恒频准谐振及多谐振双向d c - d c 变换器在输入电压或负载变化时，都是通过调节变换 器中两个开关管各自的开通持续时间来保证频率不变，并且仍能维持软开关工作，但一般要 同时检测开关管零电压或零电流状态，因此变换器的控制驱动比较复杂。 谐振类变换器存在功率器件的电压及电流应力大，通态损耗高，软开关的负载范围受限 等缺珞。还有谐振类变换器对器件的寄生参数分散性较敏感，不太适合工业化大规模生产。 多数谐振类双向d c - d c 变换器仅适用于百瓦以下的小功率应用场合。 文献 2 0 ，2 3 ，2 7 】中采用准方波零电压开关技术。如图1 1 8 所示，开关以互补方式工作。 变换器在主功率电感的作用下，每一个开关在其开通前，有电流流经其反并二极管，两端电 压被降低到零，这样为功率开关提供了零电压开通条件。该技术的优点是拓扑与常规硬开关 双向d c d c 变换器相同，定频控制，但存在电流纹波超过两倍负载电流的缺点，因此该变 换器的开关器件通态损耗和主电感电流纹波过大造成磁芯损耗较高，影响了变换效率。为了 减小变换器的损耗，一般采用并加功率管和多模块技术。 1 0 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 v一1 v 2 “ 。，团塑田塑 1 厂 广 s ：l 塑i 型l 竺 型l 、咿，口 o ) 使上式成立，则可以实现p w m 加相移控制。将图2 - 6 中的双向i x ；d c 基本变换单元按照图2 - i 所示的结构适当组合，我 们就可以得到相移加p w m 复合控制双肉d c - d c 变换器族。 如果用于构造变换器的两个基本变换单元是同一组的，比如两个基本变换单元分别是a 组的c e l l ( a ) 和c e l l ( m ) ，直流源v 1 和基本变换单元c e l l ( a ) 的等效方波电源的正幅值 ( 1 一d ) y l ，负幅值为d y - ；直流源v 2 和基本变换单元c e l l ( m ) 的等效方波电源的正幅值 为2 ( 1 一d ) y 2 ，负幅值为2 d 矿2 。根据式( 2 - 4 ) 可以知道，只有当两侧的直流源电压幅值 满足关系式矿l = 2 儿时，两个等效方波电源的正、负幅值才能分别相等。否则无论如何 调节占空比d ，都无法使两个等效方波电源的正、负幅值分别相等。也就是说当两个基本变 换单元属于同一组时，就不能实现p w m 加相移控制。 如果用于构造变换器的两个基本变换单元是不同组的，比如两个基本变换单元分别是 2 1 浙江大学硕士学位论文第2 章招移加p w v l 复合控制双廊直流变换器族 a 组的c e l l ( a ) 和b 组的c e l l ( b ) ，直流源v 1 和基本变换单元c e l l ( a ) 的等效方波电源的 正幅值为( 1 一d 沙1 ，负幅值为d v l ；直流源v 2 和基本变换单元c e l l ( b ) 的等效方波电源 的正幅值为v 2 ，负幅值为d v 2 ( 1 一d ) 。根据式( 2 4 ) 可以得到d = ( v l n v 2 ) v l ，即对 于任意的y i 、y 2 总是存在d ( 】 d o ) 使式( 2 4 ) 成立，故由分别属于a 组和b 组的两 个变换单元构成的双向d c - d c 变换器可以实现p w m 加相移控制。同理可以证明其它不属于 同一组的两个基本变换单元的组合也可以实现p w m 加相移控制。占空比的取值如表2 2 所 示。 表2 2 占空比d 的取值 一 搿篇 弋 bc 翟野心 j l v 2 n k 月y 1n k c v 2 颤v 2髟v 1 n k a v 2 一k b v l n k c v 2 n k a v 2岸b y l + n g c v 2 生! ! k r l - 2 c n x 矿2n k b i , i + r 2 图2 7 为由分别属于a 组和b 组的两个基本变换单元构成的典型电路；图2 - 8 为由分 别属于b 组和c 组的两个基本变换单元构成的典型电路：图2 - 9 为由分别属于a 组和c 组的 两个基本变换单元构成的典型电路。 v 图2 7 由分别属于a 组和b 组的两个基本变换单元构成的典型电路 浙江大学硕士学位论文第2 章相移加p w m 复合控制双向直流变换器族 v 1 l 1 c 4 l 2 图2 - 8由分别属于b 组和c 组的两个基本变换单元构成的典型电路 2 5 变换器的工作原理 本节以图2 - 9 中由变换单元和( m ) 构成的变换器为例进行分析。相移加p w m 复合控 制双向d c d c 变换器和单纯的相移控制双向d c - d c 变换器一样，是通过控制两个变换单 元之间的相位关系来调节输入输出直流源之间的能量传输的。但前者在相移控制的基础上引 入p w m 控制用于在输入或输出电压偏离标称值的情况下改善能量传输电感l 中的电流波 形，从而达到减小功率器件电流应力和拓宽软开关范围的目的。图中 力与易的驱动信号 互补，蝎与 矗的驱动信号也互补。m 4 和 打的驱动信号相同，m 5 和m 6 的驱动信号相同。 矿 m 和蝎驱动信号的占空比为d 其值可由表2 - 2 求得d 。勇麦，其中n 蝴为变压器 的变比。也就是说占空比随着输入输出电压的变化而变化，而不是保持0 5 不变；蝎和 磊 驱动信号占空比为j - d 。 图2 9 由分别属于a 组和c 组的两个基本变换单元构成的典型电路 浙江大学硕士学位论文第2 章相移加p w m 复合控制双向直流变换器族 在分析变换器工作原理之前，先作如下假设： 夺 变换器已达到稳态工作： 夺m o s f e t 看作为理想开关并联着体内寄生二极管及寄生电容： 夺 变压器r 的激磁电感m 电感值足够大，因此激磁电流很小； 夺输出电感厶的电感值足够大，其电流纹波很小： 令c t i 、( 3 2 和c e 的电容值足够大以至于它们两端的电压纹波很小： 夺( 3 1 、c t 2 和c c l 与电感工j 的谐振频率远低于变换器的开关频率。 下面介绍变换器的基本工作原理。 在正向工作模式下，能量由直流源巧传到直流源巧。 而和尬的门板驱动信号在相位 上超前于蝎( 如) 和 如( a q 的门极驱动信号，这和常规相移控制方式一样。蚴和尬弛) 的 门极驱动信号占空比不再是o 5 而是d = 嘉，也就是说占空比随着输入输出电压的变 化而变化；m 2 和c 靠) 的门极驱动信号占空比为抗变换器在正向模式下的等效电路如 图2 一1 0 所示，变换器在正向工作模式下的主要原理波形如图2 - 1 1 所示。 s t a g e1 ( h - t 1 ) ：在t o 时刻之前。m s ( m 6 ) 被关断， 西导通。厶中的电流为正的，与m 5 ( m 6 ) 并联的电容被充电，而与m 3 ( m 4 ) 并联的电容被放电。到t o 时刻，m 3 ( m 4 ) 两端的电压降低到 零，其体内二极管首先导遥，之后它在零电压条件下被驱动开通，a 毛( a 磊) 两端电压被钳位 在! ：二；k 。l 1 的电流变化斜率为： 蚊：v = , - z c + n 1 c , 2 - n g ( 2 - 5 ) d t n l 其中r o 、f r c t 2 和y j 分别是c t l 、( 3 2 和c c l 两端的平均电压。 s t a g e2 ( t t t 2 ) ：卸时刻，被关断。与蝎并联的电容被矗，线性充电，与蝎并联的电 容被放电。本阶段末，尬两端的电压变为零。 s t a g e3 m 一曲： 矗的体内寄生二极管在t 2 时刻导通， 如被零电压开通。屯，变化斜率为 卑：当吐尝趔兰( 2 - 6 ) 击厶 s t a g e4 ( t r t 4 ) ： 毛劲在匀时刻关断，与m 3 ( m 4 ) 并蹉的电容被充电，与m s ( m e ) 并联的 电容被线性放电。到“时刻m s ( m e ) 两端的电压降低为零。 s t a g e5 ( h - t s ) ：本阶段初， 如0 哟的体内二极管导通。m s 囝在零电压下开通。垃j 变 化斜率为： 2 4 塑翌查兰堕主兰垡丝茎 墨! 童塑整垫! ! 尘! 墨盒篓型翌旦塞堕壅垫墨塑 图2 -