（微电子学与固体电子学专业论文）基于mcml的ism波段通信系统小型化研究.pdf

摘要 摘要 现代通信设备迅猛发展，要求微波前端t 讯组件能满足电气性能指标的同 时，尽可能减小电路占用面积。本文以应用于短距离无线扩频通信的微波前端为 研究对象，利用叠层型多芯片技术( m c m 。l ) ，实现了i s m 波段微波通信前端小 型化。主要工作包括以下几个方面： 1 基于目前流行的数字中频接收技术，分析了i o 调制和直接变频接收机的 性能，提出超外差变频的总体系统方案。 2 采用集成芯片和m c m l 工艺低成本实现微波前端小型化。设计了微波叠 层结构，并对叠层结构中出现的互耦、互连、不连续性及封装结构进行电磁仿真， 提出抑制电磁干扰的措施。 3 讨论了扩频通信的相关理论，对系统误码性能进行理论分析并进行了系统 链路估算，得到电路实现的关键模块。 4 研究了锁相频率合成器的基本理论和噪声性能，采用集成双频频率合成芯 片设计了4 0 0 m h 龅2 5 g h z 双频锁相环，实现了较高的频率稳定度和较低的相位 噪声；为解决基板材料损耗对接收灵敏度降低，对接收端低噪声放大器输入、级 间和输出匹配仿真分析，并对仿真结果进行优化，满足了接收灵敏度的要求：对 发射端的功率放大器进行原理图、版图设计和调试，优化各级匹配，基本满足了 发射功率的要求。 5 微波前端系统级原理图设计、多层版图设计，电路调试以及整个系统数据 通信的初步测试。 关键词：m m c m ( 微波多芯片组件) ，多层，扩频，电磁兼容，小型化 a b s h a c t a b s t r a c t e x t e n s i v eu s eo ft r( 廿a n s m i t r e c e i v e )m o d u l e si 1 1t o d a yf o rm o d e m c o m m l l i l i c a t i o ns y s t e m sa r ed e m a n d i n g1 0 ww e i 曲t ，s m a l l e rd i m e n s i o n sa n dh i g h r e l i a b i l i t y i nm i sp 印e r ，m i c r o w a v et r 矗d n t e r l df o r s h o r td i s t a l l c e 、v i r e l e s s c o m m u n i c a t i o ni sr e a l i z e di nm i i l i a t u r eb a s 酣o n1 0 wc o s tm c m lt e c h n o l o g y t h em a i nj o b sa r ea sf o l l o w s ： 1 1 m ep e r f o r m a n c e so f1 ，qm o d u l a t i o na n dd i r e c tc o n v e r t e rr e c e i v e ra r e a n a l y z c dt os e td o w nt h es y s t e ms c h e m e 2 b a s e do nl o wc o s tm c m lt e c h n o l o 既t h et r 矗o n t e n di sf 撕i c a t e d ， e m c e m is i m u l a 廿o no fs p e c i a lm i c r o w a v ec o l l l l e c t i o na n dp a c k a g es t m c t u r ei n m c m li st a k e nt os u mu ps o m ee 疏“v ee m im e t h o d st og u i d el a y o u td e s i g n ， 3 t h es y s t e mc h a r a c t e r i s t i c sa n dl i i 止i 1 1 d e xa r ea n a l y z e dt op o i n to u tk e y m o d u l e si nc i r c u i tr e a l i z a t i o n 4 r c 印e c t i v es c h e m e ， l a y o u td e s i g n ， s i m u l 砒i o na n do p t i m i z a t i o nd u r i n g d e b u g 百n ga r ei m p i e m e n t e df b rk e ym o d u l e si n c l u d i n gd u a l 矗e q u e n c ys y n t h e s i z e r ，l o w n o i s ea i n p l i f i e ri nr c e i v e ra n dp o w e r a i t 】p l i 矗e ri nt r a n s m i t t e l 5 f i n a ls y s t e ms c h e m e ，m u h i l a y e rl a y o u td e s i g na n d 出et e s t i n go fs y s t e m c o m m u n i c a t i o np e d - o m l a l l c ea r ea c c o m p l i s h e d t h em i c r o w a v et ，r 丘o n t - e n di s i n t e g r a t e do n8 4 m m 5 2 m mm u l t i l a y e rb o a r dw i t hm i c k i l e s so f1 8 9 1 1 1 1 t h i ss i z ei s c o r r e s p o n d e dt ot h es c a l eo f d u a lf k q u e n c yl o c k e d l o o pu s i n gp l a i l l l e rc i r c u i t k e y w o r d ：m i c r o w a v e 删m c h i pm o d u l e s ( m m c m ) ，m u l t i i a y er ，s p r e a ds p e c t r u m ， e m c m i n i a t u r e 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名：昌习另日期：矽n 6 ，年岁月7 7 日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：马习， 瑞 第一章绪论 1 1 研究背景 第一章绪论 现代通信设备的迅猛发展，对通信通信设备的需求及性能质量的期望值不断 提高。要求微波集成电路在满足电气性能指标的同时，尽可能的减小电路的占用 面积。三维微波集成电路在保证优良电气性能的同时，很大程度地提高了电路集 成水平，近年来得到迅猛发展。多层微波集成电路是三维微波集成电路川的一种 基本类型，由分立的有源器件、无源电路以及传输线或连接线等单元，共同集成 在一块多层微波介质基板上。 多芯片组件m c m 是在高密度多层互连基板上，采用微焊接、封装工艺将构成 电子电路的各种微型元器件( i c 裸芯片及片式元器件) 组装起来，形成高密度、 高性能、高可靠性的微电子产品( 包括组件、部件、子系统、系统) 。它是为适 应现代电子系统短、小、轻、薄和高速、高性能、高可靠、低成本的发展方向而 在p c b 和s m t 的基础上发展起来的新一代微电子封装与组装技术，是实现系统集 成的有力手段。典型的m c m 具有以下特点1 2 】： 采用多层布线基板 利用通孔、埋盲孔技术实现高密度互连 可将不同材料的电路部件像数字电路、射频集成电路等集成系统封装( s o p ) ， 实现系统功能 m c m 多层基板和多层互连的结构，使得多层微波集成电路可利用m c m 得 以实现，也就是常说的微波m c m 即m m c m 。当前微波m c m 工艺p j 主要有 m c m c 、m c m d 和m c m l 。其中m c m 。c 主要包括低温共烧陶瓷( l t c c ) 和高 温共烧陶瓷( h t c c ) ，它们都是采用厚膜技术在每一层生瓷片上印刷金属浆料， 然后层压在一起，最后烧结形成多层基板和基本电路；m c m d 是目前最先进的 m c m 工艺，其导体和介质都是由薄膜工艺沉积而成，最终的电路将是无机聚合 物。它的集成度高，电路可靠性好，但工艺要求也高，制作工序多；m c m l 是 多层印制版( p c b ) 做成的m c m ，由于p c b 已有成熟的工艺基础，m c m l 比 其它类型的m c m 发展更快，成本更低，用途也更为广泛。但缺点是m c m l 所 用基材主要是f r 4 ，损耗比较大，还不能用于很高的频段。 电子科技大学硕士学位论文 微波m c m 起步较晚，但引起国外研究机构的高度重视。近年来，对基于m c m 工艺，微波m c m 中最常用的传输线形式如微带线、带状线【4 l 以及它们之间的隐蔽 的垂直互连【5 1 结构，各种微波无源器件【6 1 如天线、巴伦 7 】、双工器、滤波器8 】等的 设计实现做了大量的研究，并且在这些基本传输结构和微波无源器件研究实现的 基础上，利用微波m c m 实现整个微波无线系统9 【” 。此外，利用m c m 系统级封 装的特点，还可将微波无线系统和数字化的基带处理芯片系统集成，实现不同应 用的通信系统的小型化。不仅大大降低了微波集成电路的造价，还可将微波前端 根据不同的应用灵活地与其它电路部件系统集成，实现系统小型化，开拓了广阔 的市场前景。 本文所要实现的微波通信前端工作在i s m 波段( 2 4 g h z 2 4 8 3 5 g h z ) ，频率 不是特别高，综合考虑系统性能、加工成本、加工周期和工艺可靠性，选用m c m l 技术实现。 1 ，2 研究方案 微波m c m 主要应用在1 g h z 以上的微波模拟电路中，采用的i c 芯片主要 是g a a s 微波电路和s i 高速电路。微波m c m 的制造技术大体上与一般m c m 相 同，但是，由于组件工作在微波毫米波频段，我们必须考虑以下问题【3 j ： 进行腔体电磁场结构分析，合理布局。 按微波传输原理解决好元件、布线和互连之间的阻抗匹配问题，采用多层基 板和多层布线时尤为重要。 解决信号之间的串扰问题。 控制磐电源阻抗和接地阻抗，实现元件的一体化设计。 严格控制工艺参数，保证m c m 性能的一致性。 如果不能很好的解决上述问题，就会导致整个组件的性能大大降低，甚至不 能正常工作。因此，首先我们基于成都7 1 9 厂m c m l 的工艺水平，为保证微波 传输线的阻抗特性，设计m c m l 的叠层结构：然后，对多层微波结构中特殊的 互连、互耦结构建模仿真，通过分析，提出抑制耦合和干扰的措施，指导版图设 计；接着对系统的关键模块单独设计，制板评估，最后完成整个微波前端的小型 化集成和系统调试。 2 第一章绪论 1 3 本文所做的工作 我们研制的是短距离无线扩频通信系统中，低成本、小型化微波前端t r 组 件。扩频技术以其抗干扰能力强、保密性好、能抗多经衰落、在采用低信号功率 谱密度时对同频段其它设备干扰小等优点，在军民用通信领域都得到了广泛的应 用。本论文基本完成了扩频通信用微波6 口端t r 组件的设计制作和测试。在这个 过程中，我们所进行的主要工作包括： 1 研究目前国外解决这种短距离无线通信问题的解决方案，从研究中了解 到，目前国外大都采用数字中频接收方案来解决这种短距离无线通信问题。为实 现小型化，本文也采用全数字的基带信号处理，利用零中频解调方案。 2 为实现数字化处理前零中频的基带信号，接收时对直接变频接收机 ( d r c ) 和典型的超外差结构的中频零中频接收机方案进行比较，发射时对微波 直接调制方案和中频调制方案比较，确定系统构架。并对系统性能进行理论分析， 指出电路实现时的关键功能模块。 3 对微波m c m 多层布线中互连、耦合等可能引起的电磁串扰与反射进行仿 真分析，明确了微波m c m 多层布线应注意的问题，提出了有关原则和方法，为 后面布线工作奠定了基础。 4 对方案中关键电路功能模块( 锁相环、低噪放、功放) 进行了独立的单板 制作和调试。 5 在前面工作基础上，完成方案的版图设计，通过外协单位进行了多层基板 加工和组件的装配。 6 对组件性能进行测试、并进行系统级联调试，初步测试了系统的收发性能。 电子科技大学硕士学位论文 第二章m c m l 电磁干扰抑制技术研究 2 1m c m l 结构 通孔 图2 一lm c m l 的典型结构 典型的m c m l 结构【3 i 如图2 一l 所示，是利用埋孔、盲孔和通孔实现层间互连 的叠层印制版。图中白色部分表示介质，黑色部分表示导体。m c m l 的制造采用 典型的p c b 技术，影响多层互连的主要因素不是线宽和线间距，而是埋盲孔及相 关通孔的制造。目前，盲埋孔和通孔多数采用机械方法利用先叠层后打孔或先打 孔后叠层的方法制造，无论哪种实现方式，都会增加m c m l 的工艺难度和制造成 本。 本文基于m c m l 的微波前端多层基板的加工在成都7 1 9 厂完成的，其主要 工艺参数如下： 单层双面基板厚度：o 5 3 m m 、o 3 m m 层压时单层半固化片厚度：0 0 8 m m 、o 18 m m 基板相对介电常数：4 1 5 最小线宽：o 1 5 m m ，最小线间距：0 1 5 m m 最小孔径：o 2 m m ，最小孔电气绝缘间距：o - 2 m m 对于层问互连孔，可以实现图2 2 中的埋孔、盲孔和通孔，不能实现图2 3 有共同层的埋盲孔，不利于用中间层来设计微波无源器件。 基于以上工艺特点，设计电路的叠层结构如图2 4 所示，共5 层，项层为微 波信号层，是微带线结构，5 0 欧姆线宽为l m m ；中间为电源层，可供电源走线， 4 第二章m c m l 电磁干扰抑制技术研究 电源上下都是地层，一方面用于屏蔽，同时也形成了带状线结构，带状线5 0 欧姆 线宽为o 5 2 m m ；底层放置电源模块及单片控制模块。 通孔 _ 盲孔 堙孔 _ e 盲孔 _ l i i 图2 2 可实现孔结构图2 3 不可实现孔结构 o ，舒双面钢板 馥渡 半嗣像片 内电l # 蜮露觏橇 i 目 低频j o 。5 藏赫精板 图2 4 电路的层叠结构 2 2 基于m c m l 的微波e m c e m i 仿真 2 2 1 电磁仿真的意义 庭层元件层 微波m c m 的制造技术与一般m c m 大体相同。但是，在微波毫米波频段工 作，射频信号之间的串扰以及射频信号对直流和低频信号的干扰问题变得严重， 如果不能很好的解决上述问题，就会导致整个组件的性能大大降低，甚至不能正 常工作。所以，解决微波m c m 的电磁兼容问题1 1 1 】是设计好整个系统的关键。 我们的任务是把一个复杂的微波t r 组件集成在一个面积尽可能小的基板上， 电磁兼容及电磁串扰问题是不可避免的。因此，我们对多层微波结构中特殊的互 联、互耦结构和随之出现的干扰途径及其影响进行了建模仿真，提出了抑制耦合 和干扰的措施，指导后期的版图设计，保证整个微波组件的性能。 电子科技大学硕士学位论文 2 2 2 微波互连、互耦结构的电磁仿真 本文采用a n s o r 公司的h f s s 软件，对版图设计时可能出现的微波互连互耦 结构建模仿真，得出模型端口s 参数以及本征模型的本征参数。模型中的材料特 性为：相对介电常数s ，= 4 1 5 ，单层介质厚度h _ o 5 3 m m 。 ( 一) 垂直互连 多层结构的垂直互连是通过介质中的过孔连接各层实现的，这就出现了传输 线不连续性的问题，不连续处就会产生辐射或强的耦合。如图2 5 给出的是两个绝 缘距离为1 0 6 m m 的微带线到带状线的互连过孔耦合模型，图2 6 是其在o 2 3 g h z 频率范围的s 参数仿真结果( 其中上导带都是5 0 q 微带线，下导带是5 0 q 带状线) 。 麓一3 0 图2 5 微带线带状线垂直互连过孔耦合模型 s 1 1 ，一 一 ：，一， i l y ： 00 51 502 5 频率g h z 图2 6 垂直互连s 参数仿真结果 从图2 6 分析结果可以看出：这种互连结构在低频时引起的反射较小 6 第二章m c m l 电磁干扰抑制技术研究 小的辐射干扰，所以若需要实现微带线与带状线的互连，应尽量选在低的中频频 率，本文中频为4 0 0 m h z 。 ( 二) 不同层平行走线 在多层布线时，难免会遇到上下层平行布线的情况。线间的耦合程度，主要 由它们交叠的面积和上下间隔距离( 层数) 决定。在利用m c m l 实现电路时，存 在顶层微带线和电源层内部信号层平行走线的情形，我们对最坏的情形进行了仿 真，即它们线宽相同，均为i m m ，间隔1 0 6 1 n 1 ，上下完全平行，中问没有地层， 其耦合模型如图2 7 所示及其在0 2 3 g h z 频率范围的s 参数仿真结果如图2 8 所示；考虑到实际情况，在中间存在一个接地层。图2 9 给出了此时的耦合模型及 在o 4 3 g h z 频率范围的s 参数仿真结果如图2 1 0 所示。 图2 7 上f 层平行线耦合模型( 中间无地) i 一 ：，一s 2 t ； l j 一 ： 叛率g h t 图2 8 平行耦合模型( 中间无地) s 参数仿真结果 7 电子科技大学硕士学位论文 0 d 10 一1 3 。 鬟一。 皿 一1 5 。 一1 6 。 一1t 。 一1 8 。 一1 9 。 图2 9 实际平行线耦合模型 ； = 呈 惑 ! n：乒 舻矿 、k 必齑 ；一 l 、 v i n 3 0 9 1 2 l _ 5l ，8 z l 2 42 - t 3 频率e h z 图2 1 0 实际情形的s 参数仿真结果 从仿真结果对比可以看出：由于接地层的存在，两线即使在最坏的情形下， 平行线之间的耦合是微弱的，表面射频信号线对电源层的影响很小。地层起了很 好的屏蔽作用。所以在版图设计时，无论从保证阻抗的连续性还是从电磁屏蔽的 角度，我们都要尽量保证微波地的完整性。 ( 三) 单面平行布线 微波电路平行布线不宜过密，线间距越小，耦合干扰越强；而过于稀疏，又 会降低布线密度，使整个组件的面积随之增大。所以，需要建立一个各种长度和 间距不同的平行线仿真参数库，再根据布线的实际需要提取参数，布线设计时选 第二章m c m l 电磁干扰抑制技术研究 取最优值，下面取参数库中一模型为例说明。 图2 1 1 给出一组长度为1 0 m m ，间距分别为0 5 m m 和l i i l i n 的5 0 q 平行微带 线耦合模型及其s 参数仿真结果的对比。 。 ， m 黔 哆m m 4 。 。* s 参数 f距o 5 皿时s h 问距1 硼时s 。l 图2 一l l 平行微带模型和s 参数仿真结果对比 从两种模型仿真结果比较可以看出：间距l m m 比间距0 5 m m 的平行微带线耦 合系数( 是，) 低7 d b 。因此，我们在布线设计时应尽量增加线间距。 ! m 群 ， 4 ： s 参数 ，s i l s 。 9 电子科技大学硕士学位论文 相对较少，对平行微带耦合的抑制作用就不明显；而再加地线后马。降低了约7 d b ， 原因是平行微带线中间加地线后，与共面波导形式很接近，耦合就变得很小。所 以，在布线密度较低处，微波传输采用共面波导形式，能够提高微波电路的性能。 s 参数 ，一s ， ，s j i ：，一， 图2 一1 3 再加地线改进后的平行微带模型及s 参数仿真结果 2 2 3 封装结构本征模式电磁仿真 为了防止与系统内其它电子设备或电路相互影响，微波集成电路最终都将被 封装在一个屏蔽腔内，虽然只是一个简单的屏蔽腔，对微波而言就可能是一个谐振 器。如果激励起振荡模式而产生强振荡，就会对整个电路造成极大的影响。因此， 本文对组件封装结构进行了电磁场仿真。 我们利用软件建立了电路的屏蔽腔体模型，图2 1 4 是原始腔体的本征模型和 仿真结果。 e 1 嘞o d c 5f o re i 驴皿o d e d 叩c 1 v ep a s 37 幽2 一1 4 本征模型a 尺寸为8 4 m m 5 2 m m 1 8 m m 屏蔽腔体及本振模列表 1 0 = ：装 第二章m c m l 电磁干扰抑制技术研究 由结果可以看出，本征模激发的最低频率接近2 4 5 g h z ( 组件的工作频率) ， 若存在其它干扰，在工作频段内容易发生谐振。为此，根据电磁场理论1 2 1 ，在腔 体中间加了金属挡板，图2 1 5 是基于实际模型的简化模型及仿真结果。 e 1 9 e n n o d e 5 o re 1 9 e n m o d ea d 印n v ep a a ab i 4 5 5 3 9 9 e + o o o ，o o 叩0 0 e + 0 0 0 ) l i _ - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - 一 c4 5 8 3 9 6 e + 0 0 0 ，0 0 0 0 0 0 e + 0 0 0 ) i6 7 4 2 3 7 e + 0 0 0 ，0 0 0 0 0 0 e + 0 0 0 ) c6 7 5 0 4 7 e + 0 0 0 ，0 0 0 0 e + 0 0 0 ) i7 5 8 8 2 7 e + 0 0 0 ，0 0 0 0 0 0 e + 0 0 0 i ( 7 6 4 8 0 0 e + 叩0 ，0 0 0 0 0 0 e + 0 0 0 图2 1 5 加金属挡扳后屏蔽腔体及本征模列表 从结果可以看出，增加金属挡板后，本征模激发的最低频率接近4 5 5 g h z ，远 离组件工作频率，可有效防止发生谐振，保证系统性能稳定。 2 3 总结 本章介绍了m c m l 结构和工艺实现的特点，在进行微波集成电路设计前，针 对多层微波结构中典型的结构单元进行的电磁场仿真，分析总结出了抑制耦合干 扰措施，为版图设计时准确高效的布线提供有力的保证。 l 2 3 4 5 6 e e e e e e啪蚍眦m 眦眦 电子科技大学硕士学位论文 第三章扩频通信原理及系统性能分析 3 1 扩频通信定义与优点 所谓扩频通信，是指用来传输信息的信号带宽远远大于信息本身带宽的一种 通信方式。扩频系统具有如下两大特点： ( 1 ) 系统占有的频带宽度远远大于要传输的原始信号带宽( 或信息比特速率) ， 且系统占有带宽与原始信号带宽( 或比特速率) 无关。 ( 2 ) 解调过程是由接收信号和一个与发端扩频码同步的信号进行柏关处理来 完成的。典型扩频通信系统的模型如目3 1 所示。 图3l 扩频通信系统模型 扩频通信是种新型的通信体制，是通信领域中的一个重要发展方向。与传 统的通信方式相比它具有如下特点： ( i ) 抗干扰能力强。抗t 扰能力强是扩频通信的最基本的特点，扩频系统的抗十扰能 力是所有其它通信方式无法比拟的。 f 2 1 信号功率谱密度低，有利于信号隐蔽。 ( 3 1 信息隐蔽，有利于防止窃听。 。 ( 4 1 具有选择地址的能力。 ( 5 ) 可以采用码分复用实现多址通信。 ( 6 1 抗衰落能力强，信息传输可靠性高。 ( 7 1 能与传统的调制方式共用频段。 32 扩频通信的理论依据 32 扩频通信的理论依据 第三章扩频通信原理及系统性能分析 扩频通信系统具有以上优点，可以从以下几点说明i l 圳： ( 1 ) 扩频通信的理论基础可用香农( c e s h a n n o n ) 信道容量公式来描述 c c = b 1 0 9 2 ( 1 + _ ) ( 3 一1 ) v 其中b 为信道带宽，n 为噪声功率，s 为有用信号的平均功率，c 为信道容量，即 信道能传输的最大信息速率。这个公式表明：信道容量可以通过带宽与信噪比的 恰当调整来保持不变。当传输系统的信号噪声功率比s 斛下降时，可增加系统传 输带宽w 来保持信道容量c 不变。对于任意给定的信号噪声功率比，可用增大传输 带宽来获得较低的信息传输差错率。扩频技术正是利用这原理，用高速率的扩 频码来扩展待传输数字信息的带宽。扩频系统的带宽比常规通信体制的带宽大几 十至上百倍，故在相同的信噪比的条件下，与其它通信方式相比，它具有较强的 抗噪声干扰的能力。 ( 2 ) 香农又指出：在高斯噪声的干扰下，有限平均功率的信道上，实现有效和 可靠通信的最佳信号是具有自噪声统计特性的信号。伪噪声码逼近于高斯信道要 求的最佳信号形式，所以利用浚伪随机码扩展待传基带信号的频谱，可使信息隐 蔽，提高通信的安全性。 3 3 直接序列扩频通信系统微波前端方案研究 直接序列扩频( d s s s ) ，就是直接用具有高速率的扩频码序列在发端去扩展 信号的频谱。在收端，用相同的扩频码序列进行解扩，把展宽的扩频信号还原成原 始信息。 本文的直接序列扩频系统如图3 2 。系统进行通信时，信源输出并经过数据调 制而生成的信号a ( t ) ，是码元持续时间为的比特率为焉的信息流。伪随机码产 生器产生一周期的码片( c h i p ) 宽度为r ( 远小于信号码元的宽度) ，比特率为r 。 的伪随机码c ( t ) ，将信息码与伪随机码异或，产生一个速度与伪随机码速度相同的 扩频序列。然后用扩频序列f 交调制中频，再经过一次上变频，将频率搬移到射 频频段经功率放大后发射；在接收端，接收到的信号经低噪声放大和下变频后， 把信号搬移到易处理的中频。在中频实现正交解调，解调后的i q 两路信号送入后 端的d s s s 基带信号处理器，与发射端同步的伪随机码进行相关解扩，将信号的频 带恢复伪信息码的频带，然后进行数据基带处理恢复出基带信息( 如图3 3 ) 。干 扰与噪声由于与伪随机码不相关，接收机的相关解调相当于对其进行了一次扩频， 电子科技大学硕士学位论文 将干扰信号与噪声信号的频谱扩展，提供了= r r 。的处理增益【1 3 】，降低了进 入信号同频带内的干扰信号功率，使解调器的输入信噪比提高，提高了系统的抗 干扰能力。 i l 射频本振l 、 _- -一 叫上变频叫功放卜一 中频 调制 咽 解调 模块 l 弋 i | 一一 _ 1 下变频卜亩 。一 l 射频本振l 基带信号数字处理模块微波收发前端模块 图3 2 直接序列扩频系统 小，厂 厂r 幽， 厂 厂 厂 厂几r 几 m ， 几r n 厂 几广 洲， 广 r 厂 厂1厂 州。，厂 厂n l 刘3 3 直接序列扩频波形图 4 第三章扩频通信原理及系统性能分析 3 3 1 零中频接收机性能分析 零中频接收机l 】4 】优点是可利用全数字化的基带处理模块完成信号解调。由于解 调和同步均采用数字化处理，灵活方便，便于产品的集成和小型化。这与数字化 中频接收机相类似又不同，与数字中频接收机相比，零中频对后端数字化基带处 理模块a d 的采样率要求更低，或者说对于同样的数字化基带处理模块，零中频可 以实现更高的数据率。而且在本系统方案实现时，数据发送和接收采用同一个基 带处理模块h s p 3 8 2 4 ，虽然该模块也能实现数字中频接收，但在发射时，h s p 3 8 2 4 内部没有集成直接数字上变换模块，为实现小型化，发射和接收共同采用集成的 调制解调芯片h f a 3 7 2 4 ，采用零中频接收。 图3 4 同频干扰自混频 图3 5 本振泄漏造成直流偏移 零中频接收在实现时有超外差和直接变频接收两种方式。本方案采用典型超 外差方案，与直接变频接收机相比，虽然超外差实现需要增加一个中频频率合成 器、下变频模块，但是它易于设计，系统可靠性高。直接变频接收机( d c r ) 存 在固有的不足之处，使d c r 长期居于超外差技术之下。主要表现在： ( 1 ) 在直接变频中，有用信号在接收链的很早阶段就变换成基带，各种现象 都可能产生d c 信号，直接表现为干扰信号出现在有用频带内。本振l o 频率可通过 不同途径传导或辐射，进入混频器的r f 输入端( 图3 4 ) ，从而发生自混频，在混 频器输出端产生无用d c 分量。更坏的情况是l o 泄漏至l n a 的输入，产生更强的干 扰信号，当到达混频器时，再次发生自混频。一部分l 0 功率亦可逆向通过混频器 和l n a 到达天线，对其它接收机产生同频带干扰。同时，外部的强干扰或阻塞信 ls 电子科技大学硕士学位论文 号亦可对d c r 产生同频带干扰以及自混频( 图3 5 ) 。消除d c 偏移影响的最简单的 办法是在混频后采用a c 耦合，但有可能损失有用信息，导致误码率明显变差。采 用超外差方案，先下变频至低中频，虽然由于以上原因也会产生d c 偏移，但d c 信号中不包含有用信息，可采用a c 耦合，消除d c 偏移的影响。 ( 2 ) 在直接变频接收时，接收到的微弱信号经低噪声放大器( l n a ) 的有限 放大后送入后端的数字化基带处理模块，为满足信号电平的要求( t t l 电平) ，需 要在直接变频后加一个零频的宽带( 有用信号带宽) 放大器满足需要，由于放大 器需要把d c 信号一起放大，容易自激，性能不稳定。在以前采用m a x 2 7 叭实现直 接变频零中频接收时，就出现了这种问题。采用超外差方案，可以在一次下变频 后加入一个中频放大器( 本方案使用的h f a 3 7 2 4 在内部就集成了一个限幅放大器) 来满足后端电平的要求，放大器只放大a c 信号，容易实现，性能稳定。 ( 3 ) 对于大多数相位频率调制方案，d c r 系统必须要引入正交下变换，这就 要求? 信号或l 0 信号要移相9 0 。，通常情况下，r f 信号移相9 0 。会引入严重噪声， 故大多数零中频接收系统采用l o 移相9 0 0 。在任何一种情况下，9 0 0 移相支路引入的 相位失配和i 路与0 路增益失配造成的幅度失配都会对下变频后信号星座图带来恶 化，导致误码率上升。 为更好理解“q 失配造成的影响。假设接收信号x 。( f ) = d c o s ，f + 6 s i n ，f ，这 里a 与b 的值为1 或一1 。现在假设l o 信号的i 路和o 路信号为： z “) ( f ) = 2 c o sc 叱，；x 1 0 0 ) = 2 ( 1 + p ) s i n ( 6 叱f + 臼) ( 3 2 ) 这里因子2 是为了简化分析结果，p 和口表示增益和相位失配，让x 。( f ) 分别与 x 。，( ，) 和z 。，( f ) 相乘经低通滤波器得到基带信号为： x 础，( r ) = 口；x 瑚0 0 ) = ( 1 + 已) 6 c o s 口一( 1 + e ) 口s i n 口 ( 3 3 ) 图3 6 和图3 7 显示出了有限幅度和相位误差对下变频后信号星座图带来的影 响，这种影响在时域中更明显的观察出来。增益误差对基带信号造成影响在时域 中表现为信号幅度的失真，相位不平衡对基带信号造成的影响在时域中表现为恶 化自己相邻码元的波形。本质上是降低了工路和q 路信号的信噪比，致使误码率提 升。在载波频率高、频带宽时，由于设计和工艺加工精度的原因，同相支路和正 交支路相位幅度的高平衡度要求难以高可靠的实现。在低中频比较容易实现高的 可靠性指标。 以上分析可以得到，进行对i ，q 正交解调器的线性范围( 动态范围) ，i 0 支路 幅度和相位平衡度直接影响零中频接收系统的误码率。 第三章扩频通信原理及系统一眭能分析 。q ：撒 图3 6i 0 增益失配影响星座圈 和时域波形3 变化 图3 8 i o 调制原理图 w ：锄 图3 7j q 相位失配星座 和时域波形变化 3 3 2i q 调制性能分析 图3 - 8 是典型的i 0 调制器电 路原理图，由两个性能相同的 b p s k 调制器( 双平衡混频器构 成) 、正交功分器及同相功率合成 器组成。输出频谱特性( 主要指旁 瓣电平大小) 及调制矢量误差是衡 量i ，q 调制器性能l i5 j 的两项重要的 指标，前者与调制器的线性性能及 工作条件有关，后者主要取决于调 制器的设计和工艺加工精度。 载波与基带信号相乘，载波为高电平激励信号，基带信号为低电平，由于主 要杂散频率分量( 如载波的奇次谐波) 远离主边带，因此可通过输出带通滤波器 滤除。在线性i ，q 调制器中，频谱的带宽限制通常是在基带的发送低通滤波器实现 的，如滚降系数为d 的升余弦滤波器，以实现无码间干扰的限带传输。经过低通 平滑后的基带信号的谐波分量受到抑制，从而达到限带的目的。只要调制器是线 性的，那么调制后的频谱也将保持基带频谱的包络衰减特性，线性动态范围是调 制器的一个指标。 i q 调制器的矢量误差是指输出信号的矢量偏离理想矢量点位置所产生的调制 1 7 蒜 i q 蒜 电子科技大学硕士学位论文 误差，调制器相位和幅度不平衡是决定误差矢量幅度的关键因素。输入特定码组 ( 在非限带情况下) 或与数据速率对应的单音正弦波( 限带情况下) ，并使两路基 带信号正交，i 0 调制器工作于单边带( s s b ) 调制方式，s s b 调制重要指标有调制 输出功率、载波抑制度、镜相抑制度和谐波抑制度，通过考察载波泄漏抑制、寄 生边带抑制评估调制器精度。若调制器是理想的，则输出频谱应只包含单边带线 谱( 取上边带或下边带，由i 路和o 路基带信号的相位关系决定) ，而载波及其他边 带则受到完全抑制。由于电路的非理想因素，实际的i ，o 调制器输出频谱中载波泄 漏及寄生边带的抑制是有限的，如图3 9 示意。 频率 图3 9s s b 输出频谱 调制器输出信号的矢量误差主 要与电路及应用条件的非理想因素 有关。如同相和正交支路混频器变 频损耗及相移特性不匹配。由于系 统的整体性能在很大程度取决于调 制器的性能，在这里我们必须对其 由于相位和幅度不平衡带给系统的 载波和边带抑制度的影响进行分 析，系统i ，0 路输入信号定义如下： ，( f ) = g c o s ( f + 妒) + d 和q ( f ) = c o s ( 耐+ 9 0 0 ) ( 3 4 ) 这里意味着输入误差项可统一归入到同相支路，幅度g 表示两路信号幅度的比值， 妒表示同相支路引入的相位误差，直流偏移d 表示表示两路信号之间的直流偏移。 i 0 输入信号和加在调制块上的本振信号乘积产生如下r f 输出： 月f ( f ) = g c o s ( 删+ 妒) c o s ( q f ) + d c o s ( q f ) 一s i n ( q f ) c o s ( 耐+ 9 0 “) 载波泄漏由两路信号之间的直流偏移d 引起，由上式右边各项得信号上下边带： 黜( f ) = 去g c o s ( 。f + 纠+ 妒) 一- s i n ( 。f + 耐+ 9 0 0 ) ( 3 - 5 ) 上譬b o ) = 去g c o s ( 一( 吒f + r + 妒) 一去s i n ( 一打气f + 耐一9 0 0 ) ( 3 6 ) 运用三角恒等式上式写为： u 姐( f ) = 告g c 。s ( q h 删) c 。s 妒一丢gs i n ( q ，+ 耐) s i n 妒一 c 。s ( 峨f + 耐) ( 3 7 ) 己船( f ) ：去g c 。s ( 耐+ q f ) c 。s p 一丢g s i n ( 耐一q f ) s i n 妒+ 丢c 。s ( q ，一耐) ( 3 8 ) 运用三角恒等式： 第三章扩频通信原理及系统性能分析 x ( r ) ：( f ) c 。s 埘一z ，s i n 耐：u i i i _ ：j 丽c 。s ( 耐+ 妒( f ) ) ( 3 9 ) 的关系可导出上下边带信号相位包络项： u s b =肛孺和砜。= 伊葡 信号边带抑制比值 u s b 。 l s b 。 o | 2 5 g2 0 5 g c o s + 0 2 5 _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 一 o 2 5 g2 + 0 5 g c o s 口+ o 2 5 匣三巫 、g 2 + 2 g c o s p + i 用d b 表示有： 抑制瞰。引。晚| 鲁纂并 用上式可导出相位和边带抑制比的关系： ，1 一1 0 1 0 一g2 1 0 1 0 + g2 ， p 2 o c o s 【；一j 2 g 1 0 1 0 + 2 g 由此，可做出相位、幅度误差和边带抑制比的关系( 图3 1 0 ) 。 i n 8 蜊 v 躺6 嗤 掣 罂4 - - 。 、 - i - - q一2 2 i 蛆o 、 。、 h l 、_ - _ ，一一2 6 d b c - 、 、 。 。e ： 、 皿。 1 、 、 、 、 、 幅度误差( d b ) 图3 一】o 相位、幅度误差与边带抑制比关系图 9 f 3 1 0 1 ( 3 一】1 ) ( 3 - 1 2 ) ( 3 一1 3 ) 电子科技大学硕士学位论文 调制器的矢量误差使输出信号的矢量偏离正确位置，在接收机的解调过程中 影响数据的正确判决，导致误码率恶化，因此必须使矢量误差控制在较小的范围 内。通常要求载波泄漏及寄生边带抑制大于2 5 d b ，这要求平衡双平衡混频器的 l o r f 隔离度必须大于4 5 d b ，同相正交支路的幅度不平衡应小于l d b ，正交相位误 差应小于3 0 。在微波频段，特别当载波频率高、频带宽时，实现上述指标的难度较 大，在中频时调制器的容易做到高指标。本文采用i n t c r s i l 公司的h f a 3 7 2 4 实现中频 i q 正交调制，再上变频至微波频段的超外差方案，虽然与微波直接调制技术相比， 需增加中频频率合成器，增加了发信机部件，但是中频调制性能指标可靠性较高， 而且h f a 3 7 2 4 芯片f 0 调制解调完全集成，利于小型化。 3 40 p s k 调制解调原理 利用完全集成的h f a 3 7 2 4 i q 正交调制解调器，实现中频的q p s k 调制解调 1 6 】。对于零中频接收，这里的解调并不是指恢复出原始信号，而是将接收到的射 频信号变到零中频的i ，q 两路，送入数字化基带处理模块，利用软件实现频率相位 锁定和码元同步，得到原始数据。 3 4 10 p s k 调制原理 图3 - 1 lq p s k 凋制 调制器组成如图3 1 l 所 示。包括一对双平衡混频器、 一个本振正交移相器和一个 求和缓冲放大器。输入芯片的 i q 基带信号通过混频器，分 别对两路，正交本振信号进行 调制。两路调制输出用同相缓 冲放大器求和后从引脚输出， 抑制不希望的边带和载波，将 需要的边带经过功放直接由 天线发射出去。 数学推导如下：假设1 支路调制输出信号为口，c o s 。f ，q 支路调制输出信号 2 0 第三章扩频通信原理及系统性能分析 为：6 ，c o s f ，臼，6 ，要么为1 ，要么为一1 。求和后得到调制信号为： s ( r ) = a 。c o s o f + 6 ，s i n r = 彳c o s ( h 纪) ，仍有四种不同的取值，得到调制载波 的四个相位状态为： s o ( f ) = 爿c o s ( c 睁o f + 4 5 “) ：s l p ) = 彳c o s ( o f + 1 3 5 0 ) ： s 2 0 ) = 一c o s ( 吐b f 一1 3 5 “) ；s 3 ( f ) = 爿c o s ( o r 一4 5 0 ) ； 数据口，6 ，与调制信号四个相位状态妒，的对应关系如表3 1 所示。 表3 - 1 l q 调制信号中的i 和q 分量 状态 敛 口，包 二进制数据 0 4 5 。 1 11 1 l1 3 5 。一l1 o 1 2 1 3 5 。l一1 o 0 34 5 。一ll1 0 由于每个相位状态携带了两个比特的信息，故载波调制信号带宽是b p s k 信 号带宽的一半，带宽效率为2 b p s h z 。 3