(好资料)018μm+cmos+tdscdma接收机射频前端设计

湖南大学 硕士学位论文 0.18m CMOS TD-SCDMA接收机射频前端设计 姓名：彭凤雄 申请学位级别：硕士 专业：微电子学与固体电子学 指导教师：陈迪平 20090403 0 18 p r nC M O ST D S C D M A 接收机射频前端设计 摘要 第一代模拟蜂窝移动通信系统诞生以来的短短几十年间，移动通信技术得到 了飞速发展，人类已实现随时随地通信的梦想。随着全球经济一体化和信息化进 程的不断深化，移动通信业务与移动通信用户不断增长，使得移动通讯迅速由第 二代( 2 G ) 标准过渡到第三代( 3 G ) 标准。在三大主流3 G 标准中，T D S C D M A 标准是由中国首先提出的，并由于它采用了智能天线、多用户检测等先进技术使 得它相对于其他标准来说具有诸多优势。因此，针对T D S C D M A 标准进行射频 接收机电路的研究和设计具有重要的现实意义。 本文采用适合于T D S C D M A 标准的零中频接收机结构，首先，根据3 G P P 标准对接收机所需满足的系统指标进行了推导与划分；然后，根据接收机各模块 的偏置要求，设计了一款简单的基准电流源电路；最后，针对射频接收机中的关 键模块：低噪声放大器、混频器与正交信号产生器，文章对其作了较为详细的理 论分析，在此基础上，设计了一种带附加电容的电感负反馈低噪声放大器结构和 折叠式吉尔伯特( G i l b e r t ) 正交混频器结构。该L N A 具有增益可调功能，并能实 现功率与噪声同时匹配；混频器由于采用折叠式结构，从而能够在低电源电压下 取得高线性度及低噪声等性能。针对正交混频器对本振信号的要求以及为了减少 频率牵引效应，设计了一种采用注入锁定分频技术的正交信号产生器，该结构在 低功耗条件下能提供具有低相位噪声和高匹配性的正交本振信号。 本文采用T S M C0 1 8 p r oM M R F1 P 6 MC M O S 工艺完成了基准电流源、低噪 声放大器、正交混频器及正交信号产生器的电路设计、模拟仿真和版图设计。仿 真结果表明所设计的接收机射频前端电路满足了T D S C D M A 的设计标准。 关键词：T D S C D M A ；基准电流源；低噪声放大器；正交混频器； 正交信号产生器； I l 硕1 ：学位论文 自鼍鼻I 鼍 - - I P 一 “ - - ! = j = 自_ _ _ l | I _ l _ | 自| 鼍昌| 鼍g I _ _ l - I l I _ l _ | I A b s t r a c t M o b i l ec o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g yh a sb e e nr a p i dd e v e l o p m e n ti nas h o r ts p a n o fs e v e r a ld e c a d e ss i n c et h eb i r t ho ft h ef i r s tg e n e r a t i o n a n a l o gc e l l u l a rm o b i l e c o m m u n i c a t i o ns y s t e m s ，p e o p l eh a v er e a l i z e dt h ed r e a mo fc o m m u n i c a t i o na n y w h e r e a n da n y t i m e W i t ht h ed e e p e no fe c o n o m i c g l o b a l i z a t i o na n di n f o r m a t i o n i s a t i o n m o b i l ec o m m u n i c a t i o n Sb u s i n e s sa n du s e r s h i g h s p e e dg r o w t hm a k e st h es t a n d a r d o fm o b i l ec o m m u n i c a t i o n u p g r a d e sf r o m t h es e c o n d g e n e r a t i o n t ot h et h i r d g e n e r a t i o nr a p i d l y I nt h et h r e em a i n s t r e a m3 Gs t a n d a r d s ，T D S C D M As t a n d a r di s f i r s tp r o p o s e db yC h i n a ，A n di th a sm a n y a d v a n t a g e sr e l a t i v i n gt oo t he rs t a n d a r d sf o r i tU S eo fs m a r ta n t e n n a s 、m u l t i u s e rd e t e c t i o na n do t h e ra d v a n c e dt e c h n o l o g y T h u s i t I S 。i m p o r t a n tt or e s e a r c ha n dd e s i g nr a d i of r e q u e n c y ( R F ) r e c e i v e rc i r c u i t sa c c o r d i n g T D - S C D M As t a n d a r d T h i st h e s i sU S ez e r o - I Fr e c e i v e rs t r u c t u r ew h i c hs u i t a b l ef o rT D S C D M A s t a n d a r d ，f i r s to fa l l ，t h ep a p e rd e r i v a t i o n sa n dd i v i d e st h er e c e i v e r s p e c i f i c a t i o n a c c o r d i n gt o3 G P Ps t a n d a r d s ；A n dt h e n ，a c c o r d i n gt ot h eb i a sr e q u i r e m e n to fr e c e i v e r m o d u l e s ，t h ep a p e rd e s i g n sas i m p l ec u r r e n tr e f e r e n c e ；F i n a n y ，f o rt h eR Fr e c e i v e r S k e ym o d u l e s ：L o wn o i s ea m p l i f i e r ( L N A ) 、M i x e ra n dQ u a d r a t u r es i g n a lg e n e r a t o r ，t h e p a p e rg i v e s ad e t a i le d a n a l y s i s a b o u tt h e m ，B a s e do n i t ，d e s i g n s ai n d u c t o r d e g e n e r a t i o nL N Aw i t ha d d i t i o n a lc a p a c i t a n c ea n df o l d e dG i l b e r tI QM i x e r T h e L N A Sg a i nc a nb et u n e da n di tc a ng e to p t i m i z e df o rn o i s ea n di p u t m a t c h i n g s i m u l t a n e o u s l y ；F o rt h ef o l d e da r c h i t e c t u r e ，t h em i x e rc a ng e th i g hl i n e a r i t ya n dl o w n o i s eu n d e rl o wp o w e r A i ma tt h e A p p l i c a t i o nr e q u i r e m e n t so fI Qm i x e ra n d r e d u c i n gf r e q u e n c yp u l l i n ge f f e c t ，t h ep a p e rd e s i g n saI Qs i g n a lg e n e r a t o ru s i n g i n je c t i o nl o c k e df r e q u e n c yd i v i d e r ( I L F D ) t e c h n o l o g y ，w h i c hc a l lp r o v i d el o wp h a s e n o is ea n dm a t c h e dI QL Os i g n a lu n d e r1 0 W p o w e r T h i st h e s i su s eT S M C0 18 p r oM M R FIP 6 MC M O S p r o c e s s ，g i v e st h ec u r r e n t r e f e r e n c e 、L N A 、I Q M i x e ra n dQ u a d r a t u r es i g n a lg e n e r a t o r Sc i r c u i td e s i g n 、c i r c u i t s i m u l a t i o na n dl a y o u t d e s i g n T h es i m u l a t i o nr e s u l t si n d i c a t et h a tR Ff r o n d e n di s c o m p l i a n tw i t hT D - S C D M As p e c i f i c a t i o n s K e yW o r d s ：T D S C D M A ；C u r r e n tr e f e r e n c e ；L o wn o i s ea m p l i f i e r ；Q u a d r a t u r em i x e r ； Q u a d r a t u r es i g n a lg e n e r a t o r ； I I I 湖南大学 学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所 取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包含任 何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研究做出重要贡 献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的 法律后果由本人承担。 名卵屯k 唰吖锄，日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意 学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文 被查阅和借阅。本人授权湖南大学可以将本学位论文的全部或部分内容编 入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇 1 、保密口，在年解密后适用本授权书。 名戮1 磊枣嗍叫年日 刷噬辄话1 澎绎 日期：沙7 年占月1 日 I 硕士学位论文 第1 章绪论 1 1 射频集成电路发展状况及趋势 1 9 0 1 年，马可尼跨洋无线电通讯实验成功，标志着无线电波正式开始为人 类服务。经过一个多世纪的发展，以无线通信为代表的无线传输已渗透到军民领 域的各个角落，真正实现了在任何时间任何地点都能方便灵活地进行信息传递。 移动通信、卫星导航、无线局域网已经成为人们日常生活和工作不可缺少的部分。 射频集成电路( R F I C ) 作为无线传输设备的核心部分，在无线传输的各个 领域得到了广泛的应用，其市场前景十分看好。因此，世界各国针对R F I C 展开 了广泛的研究，从设计到制造技术到产品开发都投入了大量的精力。国外从2 0 世纪8 0 年代开始，重点投入R F I C 的工艺制造技术和设计技术的研究。在2 0 世 纪9 0 年代中期，R F I C 的工艺制造技术取得重大突破，其主要标志是：商品化芯 片的隔离、高Q 值可集成电感的实现，以及小尺寸电容等制造工艺技术的突破。 得益于工艺技术的突破，国外从9 0 年代中期以来，R F I C 产品在无线传输的各个 领域都逐渐实现了商品化。我国的I C 产业虽然起步较晚，但近年来发展迅速， 在R F I C 领域也取得了可喜的成绩，如G S M D C S l8 0 0 声音及数据双频单片收发 机R F I C 、T D S C D M A 收发机R F I C 、小灵通R F I C 、G P S 卫星接收机R F I C 等等， 呈现出良好的发展态势。 R F I C 的制作工艺有硅双极、C M O S 、S i 或S i G eB i C M O S 及G a A s 工艺等多 种技术。在R F I C 设计前期，化合物半导体工艺是主流，大部分设计是都是采用 G a A s 技术来实现。但进入2 1 世纪以来，m V 族氮化合物半导体，如G a N 、A 1 N 、 I n N 等，受到了人们的关注。这些材料的电子饱和速度很高，工作频率可以到亚 毫米波、准光波和光波频段，可望用于需要大功率、高速、高温工作的应用【2 4 】。 另外，S i C 也是一种耐高温和可承受大功率的半导体材料1 5 】。目前，这些化合物 半导体材料在单晶衬底制备、加工工艺等方面仍存在一定的困难，一般以单个器 件为主，相应的I C 在成本上与硅基C M O S 工艺相比没有优势。S i G e 材料是近年 来广受重视的一种材料，它的出现使得人们可以将在化合物半导体异质结器件中 广泛运用的能带工程理论运用于硅基器件【6 J 。在硅双极晶体管和M O S 工艺基础 上通过将常规S i 基区用G e S i 合金应变层替代等办法可以制成S i G eH B T ，其工 艺成本低，且与现有工艺兼容性好。目前，S i G eH B T 的f T 超过2 0 0 G H z t7 。，2 G H z 下噪声系数小于0 5 d B ，由于其良好的性能，在无线通信射频前端电路中占有了 不错的市场份额，但由于其击穿电压不是很高，在射频功率放大器模块中G a A s H B T 还是占有主地位。C M O S 出现之初速度较慢，在以往的收发器中，数字处 0 1 8 9 mC M O ST D S C D M A 接收机射频前端设计 理部分通常采用低成本的标准C M O S 工艺，射频前端一般采用G a A s 、B i p o l a r 或B i C M O S 工艺。由于数字处理部分通常占到芯片面积的7 5 以上，集成度及 功耗等指标的要求使得不可能以C M O S 以外的其他工艺实现，所以只有实现 C M O S 集成射频前端，才能实现单片集成的收发器并最终实现单片集成的移动通 信产品。随着半导体工艺以摩尔定律飞速进步，M O S 管的沟道长度大大缩小， 其工作速度大为提高，功耗也大大下降，C M O S 工艺已成为R F I C 的一种经济性 很好的平台。目前随着各芯片制造进入9 0 n m 时代【8 】，C M O S 电路已经可以工作 在4 0 G H z 以上，甚至达到l0 0 G H z 。目前，T i e b o u t 等人已报道了集成有L N A 、 混频器和P L L 的R F I C 样品，针对1 7 1 G H z 到1 7 3 G H z 的I S M 频段应用【9 】；F o n g 等人还报道了工作频率高达4 0 G H z 的V C O t l o J ；A x i o m 公司更是成功开发出G S M C M O SP A 并实现量产；国内芯片商锐迪科、鼎芯、广晟等都相继推出全集成 C M O S 射频收发单芯片。这些都标志着C M O S 工艺为低成本R F I C 向高频段发展 提供了可能，可以大大降低微波波段的R F 装置的成本，因此该技术对传统上微 波频段占据统治地位的G a A s 技术构成了挑战。C M O S 的崛起将大大改变传统的 S i G e 、G a A s 的市场划分。随着I C 工艺达到并跨越9 0 n m 节点，芯片上单个M O S 器件的工作频率已经可以上升到微波、毫米波频段，因此，可以将R F 前端与数 字基带部分集成起来制成R FS O C t l l 12 1 。这一新概念产品将大大减少整个通信系 统中的器件数量，从而降低产品成本，减小其体积并提高功能度，同时提高可靠 性。这一技术的推广有望引起产业链的变革。 随着无线传输设备不断向微型化、低功耗、低成本、高性能，以及单个用户 终端集成多个应用领域的功能( 如手机集成卫星导航、无线局域网、数字电视， 以及蓝牙等功能) 方向发展，加上各个领域( 如第三代移动通信、卫星导航领域 中的伽利略和北斗系统、数字电视) 本身的发展，以及新兴无线传输领域( 如短 距离通信、R F I D ) 的发展，R F I C 的市场前景巨大，同时R F I C 的技术发展和产 品开发将进入新一轮高潮。 1 2T D S C D M A 标准介绍 1 2 1T D S C D M A 标准概述 T D S C D M A 最初由中国邮电科学研究院提出，后与欧洲提出的低速率 W C D M AT D D 模式相融合，最终成为与W C D M A 、c d m a 2 0 0 0 并行的三大主流3 G 标准之一。它是世界上第一个采用时分双I ( T D D ) 方式和智能天线技术的公众陆 地移动通信系统。它采用时分双工、T D M A C D M A 多址方式工作，基于同步 C D M A 、智能天线、软件无线电、联合检测等技术，使得它相对于其他第三代移 动通信标准W C D M A 和c d m a 2 0 0 0 具有以下优势【1 3 1 5 】： 2 硕f ：学位论史 1 、频谱灵活性及高利用率 由于采用T D D 方式，因此不需要成对的频谱，可以利用F D D 无法利用的不对 称频谱，结合T D S C D M A 系统低码片速率的特点，在频谱利用上可做到“见缝 插针”。只要有一个载波的频段就可以使用，从而能够灵活有效的利用现有的频 率资源，且可以在带宽为1 6 M H z 的单载波上提供高达2 M b s 的数据业务和4 8 路话 音通信，使单一基站支持的用户数增多，使得频谱利用率进一步提高，并使系统 建网及服务费用降低。 2 、支持不对称数据业务 T D S C D M A 中的T D D 模式由于采用了特殊的帧结构，因此可以根据上、下 行业务量来自适应调整上、下行时隙个数，这对于I P 型数据业务比例越来越大的 今天显得特别重要。而F D D 系统一旦建立通信就将分配到一对频率以分别支持 上、下行业务，在不对称业务中，当上、下行业务不对称时存在浪费，使得F D D 频率利用率显著降低。 3 、支持与传统系统间的切换功能 T D S C D M A 技术支持多载波直接扩频系统，可以再利用现有的框架设备、 小区规划、操作系统、账单系统等，在所有环境下支持对称或不对称的数据速率。 4 、系统性能稳定 T D S C D M A 收发在同一频段上，上行链路和下行链路的无线环境一致性很 好，更适合使用新兴的”智能天线”技术：利用了C D M A 和T D M A 结合的多址方式， 更利于联合检测技术的采用，这些技术都能溅少了干扰，提高系统的性能稳定性。 5 、与传统系统兼容性好 T D S C D M A 支持现存的覆盖结构，信令协议可以后向兼容，网络不必引入 新的呼叫模式，能够实现从现从的通信系统到下一代移动通信系统的平滑过渡。 6 、成本低 无收发隔离的要求，可以使用单片1 C 来实现R F 收发信机。此外T D S C D M A 系统的低码片速率使得基带信号处理量比W C D M A 系统大大降低。这样目前的 D S P 技术就可以较好的支持在T D S C D M A 系统中采用智能天线技术。并且由于 T D S C D M A 系统特殊的帧结构，使得上行同步可以很好的实现，而一旦系统上 行同步，就会大大降低系统的干扰，解决C D M A 系统上行容量受限的难题。 综上所述，由于T D S C D M A 自身存在的这些优势，使得它在当前的3 G 发展 中受到特别的重视。再者由于它是我国百年通信史上第一个具有自主知识产权的 通信标准，它的提出极大的振奋了民族通信业的士气，维护了国家整体利益。智 能天线、多用户检测等先进技术在T D S C D M A 系统中的应用，提高了第三代移 动通信系统的容量和服务质量。所以，T D S C D M A 系统的研究和开发对于提高 民族通信产业的水平将具有极为重要的战略意义。 0 1 8 t a mC M O ST D S C D M A 接收机射频前端设计 1 2 2T D S C D M A 主要技术参数 以下是T D S C D M A 的主要技术参数n 3 3 ： 工作频段：2 0 1 0 - 2 0 2 5 M H z ，1 8 8 0 1 9 2 0 M H z ( 扩展频段2 3 0 0 2 4 0 0 M H z ) 码片速率：1 2 8 M c p s 信道间隔：1 6 M H z 基本帧长：5 m s 多址方式：F D M A 十T D M A 十C D M A 双工方式：T D D 数据调制：Q P S K 8 P S K 基站发射功率：最大4 3 d B m 切换方式：硬切换软切换接力切换 功率控制：开环加闭环功率控制 1 3 论文研究内容及安排 1 3 1 研究内容 本论文研究的主要内容是基于T D S C D M A 标准，着重针对于零中频接收机 所存在的问题以及低压使用情况，研究并设计用于T D S C D M A 射频接收机中的 低噪声放大器( L N A ，L o wN o i s eA m p l i f i e r ) 、正交下变频器( Q u a d r a t u r eD o w n C o n v e r t e rM i x e r ) 及正交本振信号产生器，以及为这些模块提供偏置电流的基准 电流源设计。 1 3 2 论文安排 论文第一章为绪论部分，阐述了射频集成电路的发展状况及趋势，介绍了 T D S C D M A 标准，并对本论文的研究内容及论文组织情况进行了描述。 第二章分析并比较了射频接收机的几种不同结构，并在此基础上提出了本文 所采用的结构方案，然后基于T D S C D M A 标准，对主要系统指标进行了推导和 计算，并最终将系统指标合理的划分给各个模块。 第三章先分析了M O S 管射频等效模型及器件噪声，然后对常用低噪声放大 器架构进行比较与分析，结合前面的分析设计了一款具有低噪声高线性度的低噪 声放大器电路。 第四章分析并比较了各种不同架构的混频器，特别针对零中频接收机所存在 的问题进行了分析并给出解决方案，通过对吉尔伯特型混频器进行改进，设计了 一款适于应用于低压结构的新型混频器电路，并与第三章设计的低噪声放大器作 了级联仿真。同时针对射频接收机前端模块对偏置电流的要求，设计一款满足要 4 硕f ? 学位论文 求的电流基准电路。 第五章从振荡器的基本原理出发，分析了几种典型的相位噪声模型，并针对 设计要求，在比较各种压控振荡器及分频器的基础上设计了一款采用注入锁定分 频技术的正交信号产生器电路。 第六章先总结了模拟与射频电路版图设计中的注意事项，然后分别给出了射 频接收机前端电路各个模块的版图，最终完成整个芯片的版图设计。 最后对论文工作进行了总结，并展望进一步的研究工作。 0 18 1 a mC M O ST D S C D M A 接收机射频前端设计 第2 章T D S C D M A 接收机系统 无线通信系统中的接收机可划分为最基本的三个部分，如图2 1 所示，射频接 收机将天线接收到的微弱信号进行放大、混频等处理后交给模数转换器转化为数 字信号，再通过数字基带处理电路完成解调等工作。 天线 - _ 一 收端 ， 射硼拨投机 A 【敬7 解词 j Z n 毒 、 l 图2 1 接收机基本框图 2 1 射频接收机主要参数指标 篮或 射频接收机的主要任务是要从众多电波中选出有用信号，并对其放大、解调 等处理将频带信号转变为基带信号。由于传输路径存在损耗和多径效应，接收机 接收到信号是微弱且变化的，并伴随有许多干扰，为了理解如何从这种复杂信号 中解调出满足一定误码率要求的数字信号，在系统设计之前要求我们了解其主要 的参数指标，如接收机灵敏度、噪声系数与线性度等。 2 1 1 灵敏度 灵敏度是接收机一个很重要指标，它定义为在要求的输出信噪比条件下，接 收机所能检测到的最低输入信号电平【1 6 】。可以看出，灵敏度与所要求的输出信 号质量即输出信噪比有关，还与接收机本身的噪声大小有关。 假设接收机天线的等效噪声温度为T 。，接收机的噪声系数为F ，功率增益为 G P ，带宽为B ，最低可检测到的输入功率电平为P i n ，m i 。，则有己向= P o 曲G ，。 其中P o - m i n 是经接收机放大后对应的最低输出功率电平。由于 p ，P 己，曲= 芋= ( 挚) ( 等产) ( 2 1 ) 研，岫1、， ， 1T ，一一。 U 尸 U p I V o 其中N o 是接收机的输出总噪声功率，它是天线噪声经放大后的输出噪声与接收 机内部噪声的总和，即N o = 船乃G 。+ J 。可以将N i n 看作是天线电阻在对应的 等效温度为T 。时产生的噪声经放大后到达输出端的值，因而N 加= k B T , , G P 。由于 Z = ( ，一1 ) Z 。，则有 6 硕f j 学位论文 N 。= k B r o + ( F 一1 ) t o 郇 ( 2 2 ) 因此，灵敏度为 己墒= 埘+ ( F - 1 ) T o ( S N R ) 。响 ( 2 3 ) 用分贝形式表示为 巴，痂( d B m ) = 尼【+ ( F 一1 ) T o ( d B m I H z ) + 1 0 1 0 9 B + ( S N R ) 。嘶( d B ) ( 2 4 ) 当T 。= T o = 2 9 0 K 时，灵敏度为 乞1 l l i 。( d B m ) = 一1 7 3 8 ( d B m H z ) + N F ( d B ) + 1 0 l o gB + ( S N R ) 。血l ( d B ) ( 2 5 ) 式( 2 5 ) 中的前三项称为基底噪声，它与所要求的输出信噪比共同决定了输入 灵敏度。从这个公式可以看出，降低接收机的噪声系数有助于提高灵敏度。 2 1 2 噪声系数 从灵敏度的计算公式可以看出，接收机电路的噪声是决定接收机灵敏度的重 要因素，通常用噪声系数来衡量电路的噪声性能。噪声系数定义为系统输入信噪 功率比( S N R ) i = P i N i 与输出信噪功率匕L ( S N R ) o = P o N o 的比值： F ：( S N R ) i ：业L( 2 6 ) ( S N R ) oP o mo 可以看出，噪声系数表征为信号通过系统后，由系统内部噪声所造成的系统信噪 比的恶化程度。如果系统是一个无噪系统，则不管系统的增益多大，输入信号和 噪声都将被同等放大，而不会添加任何噪声，因此输入输出的信噪比相等，相应 的噪声系数为1 。对于实际的系统，其噪声系数都是大于l 的。 噪声系数通常用分贝形式表示： N F ( d B l = 1 0 1 0 9 F ( 2 7 ) 因为任何接收机电路都是由几个模块级联而成的，所以便存在级联系统的噪声系 数是如何累加的问题，图2 2 是一个典型的级联系统，其中R i n n 和民。为第 级的输入输出阻抗，F n 为第n 级相对于R o 咖I 的噪声系数，G n 为每n 级的有效 功率增益，在上述条件下，级联系统的噪声系数可以表示为： 尸：F + 型+ + 互= ! ( 2 8 ) 。 G 1G 。G 2 G 一。 问 Oo 广 F l G l 1 广 F 2 G 2 0o 图2 2 级联系统 由式( 2 8 ) 可以看出，级联系统总的噪声系数依赖于每一级的噪声系数和它们 的增益，但当信号放大之后，后级的噪声就显得不太重要了，所以接收机前几级 0 18 p r oC M O ST D S C D M A 接收机射频前端设计 的噪声特性决定了整个系统的噪声性能。 式( 2 8 ) 适合于应用在传统的分立系统中，因为此时系统中每个模块的输 入输出都匹配到特征阻抗( 通常为5 0 欧) ，但在集成系统中，除了射频输入端， 其他模块没有必要作阻抗匹配，每个模块的输入输出阻抗都由电路性能优化决 定，一般它们的值都是不相同的，此时级联公式( 2 8 ) 就不再适用了，因为每 个模块相对的源噪声都不相同，而且每一级计算有效功率增益的电阻值也不相 同。 图2 3 噪声模块的级联系统 考虑图2 2 中每一级模块的输入等效噪声，此时级联系统的噪声模块如图2 3 所示， 其中v L ，1 L 分别为第n 级的输入等效噪声电压和输入等效噪声电流，厶为g n 级的无载电压增益。将所有噪声都等效到输入端，可以得到输入等效噪声电压为： V 。n 2 一阳，= 4 K T R 。+ ( ，。I R + 圪1 ) 2 + ( 2 9 ) 此时其级联噪声系数可以表示为： 瓦，= 吃，4 K T R , ( 2 1 0 ) 我们采用“可用功率增益“ ( a v a i l a b l ep o w e rg a i n ，A P ) 的概念来化简式( 2 1 0 ) ， 这种增益被定义为输出端可得到的功率( 即该电路可以传输给共轭匹配负载的功 率) 除以可得到的源功率( 即电源可以传输给共轭匹配电路的功率) 【“ 】，即有 厶硼彘) 2 惫 所以对于n 级级联系统，总的噪声系数可表示成： 帆小c 嘲叫+ 等+ 孝去 其中每一级的噪声系数N F 都是根据驱动该级的前一级放大器的源阻抗计算得来 的，该式叫做F r i i s 方程【18 1 。 筹 坠鬈 一 斗 硕l 学位论文 2 1 3 线性度 接收机不仅需要处理小信号，而且需要在大信号输入时也能保证误码率要 求，一般的无线协议都要求射频接收机具有8 0 d B 10 0 d B 的动态范剧旧J 。上节中 的噪声系数决定了接收机的灵敏度，接收机对大信号的处理能力由电路的线性度 决定。非线性问题主要表现为输出幅度饱和以及谐波失真等 1 7 】，输出幅度饱和 通常用1d B 压缩点来表示，它定义为当电路增益相对于小信号增益降低l d B 时的 输入信号幅度，通常都是用相对于5 0Q 的功率值来表示。电路的 d B 压缩点限制 了电路所能处理的最大信号幅度。 另一个在射频接收机系统中更加重要的非线性指标是电路的输入( 输出) 三 阶交调。如图2 1 中描述的，天线端接收到的信号不仅包括有用信号，往往还存 在很强的邻近信道干扰。如图2 4 ，位于鳓和以处的干扰信号经过非线性电路时， 它们产生的三阶分量将位于2 a 4 一劬和2 a 4 一a 4 ，如果三阶分量刚好落在所需信号 信道内( 比如邻近信道干扰和次邻近信道干扰产生的三阶交调量) ，由于滤波器并 不能抑制这种干扰，从而它就会严重影响信号信噪比，当输入干扰信号幅度彳增 、 jl Jl I ， 一一二，- JLJI 图2 4 三阶交调干扰和三阶爻调点 加时，三阶交调量将以正比于彳3 的形式增加，它们的延长线交点称为输入或者 输出三阶交调点，如图2 4 右边所示。如果己知电路的输入三阶交调点I I P 3 ，对于 不同的输入干扰信号下( 双频) ，输出三阶交调量和一阶分量的差值为【1 7 1 ： P I d B = 2 ( I I P 3 I d B m - P i 。I d B ) ( 2 1 3 ) 等效于在输入端引入的三阶干扰量为： N I M 3 = P i n I d B - P I d B = 3 P i 。I d B 一2 I I P 3 1 d B m ( 2 14 ) 如果仅仅存在邻近信道干扰时，按照上面的描述将不会产生影响有用信道的三阶 交调量。但是实际的干扰信号并不是某个单频信号，而是具有一定带宽的调制信 号，其中任何两点频率信号都会产生三阶分量。这样由于三阶非线性将会使干扰 信号频谱扩展【2 们，可能部分进入有用信道中。同样有用信号本身也会产生三阶 9 0 1 8 1 a mC M O ST D - S C D M A 接收机射频前端设计 分量形成干扰。这两种情况的指标要求都没有前面双频干扰测试的指标要求高， 所以系统非线性指标定义时，通常都以双频干扰作为测试要求。 和级联系统中的噪声系数一样，如果己知每一级模块的电压增益和输入三阶 交调点电压V I P 3 ，级联系统的三阶交调可以表示为： 三；士+ 璺+ + 垒冬：丛生 ( 2 1 5 ) 嘧3晖3 J嘭3 ，2晖3 。 如果输入输出均相对于相同的电阻( 如5 0Q ) ，上式可以表示成功率的形式。 2 2 接收机结构比较 射频接收机通常有三种结构：超外差结构( S u p e rH e t e r o d y n eA r c h i t e c t u r e ) 、 直接变频结构( D i r e c t C o n v e r s i o nA r c h i t e c t u r e ) 和低中频结构( L o w I F A r c h i t e c t u r e ) 2 t 】。这些结构通过组合还可以得到许多其它的结构( 如宽中频结 构) ，但其基本原理都是来自上述三种结构。下面将对这三种结构进行介绍，并 比较它们的优缺点。 2 2 1 超外差结构 最直接的实现一个射频接收机的结构毫无疑问是超外差结构。在一个超外差 接收机中【2 2 】( 如图2 5 ) ，天线接收到的射频信号首先通过一个高选择性的带通 滤波器( B a n d P a s sF i l t e r ，B P F ) 来滤除频带外的干扰，这样可以在很大程度上降 低对接收机动态范围的要求。低噪声放大器( L o wN o i s eA m p l i f i e r ，L N A ) 将接 收到的微弱信号在引入较低噪声的条件下进行放大。接下来的镜频抑制滤波器 ( I m a g e - R e j e c tF i l t e r ，I R F ) 滤除镜相干扰频率成分。混频器把信号从载频搬移到 固定的高中频，然后通过一个中频滤波器和自动增益放大器。输出的信号可以直 接变换为基带信号并解调，或者可以进一步下变频为低中频，然后再转换为基带 信号并解调。 图2 5 超外差结构接收机 镜像问题是一个严重的问题，虽然每一个无线标准都会按它自己的用户对信 号的发射强加一些限制，但它却不能控制其他频带上的信号。镜像功率因此可能 会比有用的信号高得多，所以需要合适的镜像抑制。在这个结构中，镜像频率与 1 0 硕 学位论文 想要的频率之间相隔两倍于中频的距离，而且镜像频率通常要比想要的频率强很 多，因此要用镜频抑制滤波器使镜像频率极大地衰减。这时，选择一个高的中频 频率( I F ) 能够降低对镜频抑制滤波器的要求，实际上，如果I F 足够高，使得 前置的R F 带通滤波器能够满足镜像频带的衰减要求，那么可以直接把低噪声放 大器与混频器相连，镜频抑制滤波器可以省去。另外，信道选择是在I F 处进行， 而I F 越低，信道选择滤波器的Q 值越高。因此，I F 的选择取决于镜像抑制与信 道选择的折衷。 用于超外差结构的滤波器通常是高Q 值的片外滤波器，如声表面波滤波器 ( S A W ) 和陶瓷滤波器。这些高Q 值器件的应用使得这种结构的接收机具有很 高的灵敏度和选择性，拥有好的噪声性能，但同时也降低了系统的集成度，提高 了成本。并且，与片外滤波器相连的电路通常需要5 0 欧姆的阻抗匹配，提高了 电路的输出驱动要求和功耗。 2 2 2 直接变频结构和低中频结构 2 2 2 1 结构 如果能够找到一种方法摆脱片外高Q 值滤波器的应用，而又能够得到好的 镜频抑制，那么系统的集成度能够得到极大的提高。直接变频或低中频结构采用 的双通道、正交下变频方法能够达到这种目标。由于两种结构的相似性，且为了 方便比较，将这两种结构放在一起分析。 如图2 6 所示，和超外差结构一样，天线进来的信号先通过一个R F 带通滤 波器，滤除频带外干扰，降低系统对动态范围的要求。经过L N A 放大后，信号 进入两个独立的正交信号通道。在这里，片外的滤波器不再需要，两个通道中的 信号经过正交下变频后再次汇合，镜像频带中的信号和噪声最终被中和。 每一个信号通道都执行一次下变频变换，把想要的信号转换成I F 信号。因 为两个通道的本振信号分别是正弦和余弦信号，所以下变频产生了一个同相信号 ( I - p a t h ) 和一个正交信号( Q p a t h ) 。 V 龇 图2 6 零中频低中频接收机 对于零中频接收机和直接变频接收机来说，下变频这一步有不同之处。零中 0 1 8 1 L l mC M O ST D S C D M A 接收机射频前端设计 频接收机是把想要的信道转换成直流( D C ) ，且由于本振频率与信号频率相同， 不存在镜像频率。低中频接收机则是把想要的信号下变频为低的非零I F 信号( 例 如频道带宽的一半) ，镜像信号则是相邻的信道。 在接收机中，每个信号通道都有一个低通的信道选择滤波器，它是用来降低 频带中信道外的干扰信号。可变增益放大器( V G A ) 的应用使得信号的幅度可 变，从而A D 转换器对动态范围的要求降低。经过A D 转换后，镜像信号和想 要的信道用D S P 来分离。 2 2 2 2 特性 由于镜像抑制和信道选择不再依赖于高Q 值的滤波器，零中频和低中频结构 都有着良好的集成度。同时，以前片外无源滤波器带来的不可避免的功率损耗也 不存在了，这样就降低了功耗。唯一存在的片外滤波器就是位于接收机最前端的 预选择滤波器，但这对集成度没实际影响，因为它紧挨着天线，且现在的应用一 般要求有一个开关多路器或双工滤波器。另外，随着片外滤波器的去除，芯片引 脚减少了，这意味着阻抗转换不再需要，也意味着芯片对外部的抗干扰能力增强。 与超外差接收机的多个混频级级联相比，接收机的两个信号通道只采用一次 下变频，降低了功耗。除了信道选择滤波器( 初步选择) 和一些信号放大处理， 其余的接收通道的操作( 如镜像抑制、信道选择和解调) 都是由数字信号处理器 ( D S P ) 来完成。与模拟部分相比，数字部分有良好的可测性和很大的灵活性( 如 可软件重新配置的芯片) 。这些特性使得零中频和低中频结构非常具有吸引力。 然而，由于接收是在两个独立的通道进行，这对两个通道的对称性要求很高， 因为镜像抑制依赖于对称性。幅度和相位误差会降低镜像抑制能力，使得镜像信 号部分地泄漏，从而影响信号质量。同时高对称性的要求提高了正交本振、下变 频混频器、低频滤波器以及可变增益放大器( V G A ) 的设计难度。最初，我们 可能会认为零中频系统对镜像抑制的要求低于低中频系统，因为零中频系统的镜 像信号看起来仅仅是想要的信道的折叠，有着完全一致的功率。而低中频系统中 邻近信道被镜像到了想要的信道中。然而，在低中频接收机中，镜像仅仅相当于 噪声，因为邻近的信道与想要的信道完全不相关。而在零中频接收机中，折叠部 分会导致想要信号失真，因为这个信号与想要的信号强烈相关。 另外，因为零中频接收机和低中频接收机I F 低，1 f 噪声和直流偏移 ( D C o f f s e t ) 会对信号造成很大影响。由于零中频接收机的信号更接近零频率， l f 噪声和直流偏移对其影响更严重。虽然说能够利用反馈机制用数字模块来控 制模拟前端，补偿直流偏移，但是反馈环路是有延时的，并且部分信号内容被反 馈环路抵消掉，进一步降低了信号质量。低中频接收机受到的影响相对小一些， 只要直流偏移不使A D 转换器饱和，就不会有信号损失。还可以在数字部分滤 硕l ：学位论文 除部分直流附近的低频噪声来提高信噪比。 R F 部分滤波器的缺失要求低频部分的模块能够处理高动态范围的信号，并 且要求A D 转换器有高的精度。另一方面，由于想要的信号位于低频( 比如】0 0 k H z ) ，而不是超外差接收机通常用的1 0M H z ，所以可以采用过采样转化器，只 要滤波器能够满足对干扰信号的衰减要求。 上面的分析很清楚地表明了在零中频和低中频接收机中精度、带宽、动态范 围三者的矛盾比超外差接收机的更显著。实际上，这是把镜像抑制和信道选择推 后到数字部分处理的结果，当然这样做可以在很大程度上降低功耗。 因此，没有哪种接收机能够满足高集成度和高性能的全部要求，只能根据应 用的要求选择一个最合适的结构。 2 3 本文设计采用的结构及系统级指标 2 3 1 本文设计采用的结构 通过上一节对三种主要结构的分析可知，三种结构各有优劣，从低成本、高 集成、低功耗等方面来考虑，零中频结构占有绝对优势，但它存在本振泄漏、直 流偏移、偶数阶失真和1 f 噪声等主要问题，这需要在系统级和电路级设计过程 中权衡考虑。图2 7 是本文采用的一种零中频接收机模拟前端结构，本振信号通 过两分频后再加到混频器上，有助于减少本振泄漏及频率牵引问题；在可变增益 放大器上采用直流偏移消除技术减少了直流偏移和二阶失调的影响。虚线框内为 本文设计的内容，包括差分L N A 、I QM