华中科技大学 IC课程设计实验报告(比例放大器设计)

1、华中科技大学 题目：比例放大器设计 院院 系：系： 专专 业业 班：班： 姓姓 名：名： 学学 号：号： 指导教师：指导教师： 20XX 年年 XX 月月 摘摘 要要 在模拟电路中对放大器进行设计时，差分放大器由于能够实现两倍放大和能够 很好的抑制共模噪声的优良性能而被广为应用。本文利用放大器的“虚短” “虚断” 的特性对比例放大器的结构及放大器的构成和基本参数进行了设计，其中放大器采 用差分放大结构。 关键词：关键词：比例放大器 差分放大器 一级结构 二级结构 Abstract When designing an amplifier, differential amplifiers,with

2、 its twice higher gain and its restrain to Common-mode disturbance,is more widely used than other kinds of amplifiers.In this report,we make use of the properties of “virtual short cicuit” and “virtual disconnection” and design the structure and parameters of the whole circuit as well as the structu

3、re of the amplifier. Key Words：Proportion amplifier Differential amplifiers Level 1 Level 2 目目 录录 摘摘 要要 .I I ABSTRACTABSTRACT .I I 1 1 题目要求题目要求11 2 2 设计过程设计过程22 2.1 基本结构及分析.2 2.1.1 外围电路分析2 2.1.2 运算放大器选择3 2.2 工艺参数提取.3 2.3 理论推导与计算.5 2.4 仿真.6 2.5 二级密勒补偿运算放大器.10 2.6 仿真结果.13 2.7 综合仿真.17 3 3 结果分析与结论结果分析与结

4、论2222 4 4 心得体会心得体会2323 致致 谢谢.25.25 参考文献参考文献 2626 附录附录2727 1题目要求题目要求 设计一个比例放大器，参考电路如下：设计一个比例放大器，参考电路如下： 要求：要求： （1） 自行设计放大器的结构与 MOS 尺寸参数、电阻 R1、R2 的阻值，以达到相 关性能指标；（基于 0.35um COMS 工艺，MOS 管长度均设定为 Lmin=1um） （2） 用 HSPICE 软件仿真电路。 （3）电路性能指标满足如下要求： ； 0.3cos()0.7 in Vt:1:10 inout VV 相位裕度 45 度65 度； 输入信号频率 ；100 i

5、n fMHz 输出电流10 out ImA 2 设计过程设计过程 2.1 基本结构及分析基本结构及分析 2.1.1.外围电路分析外围电路分析 指标要求中隐含了增益要大于 10 倍，带宽大于 100MHZ，暂时不考虑相位裕度。 如图结构来说，根据放大器的“虚短” 、 “虚断”特性，可以列出如下等式： 12R VinVout R Vin 根据题目要求： Vin:Vout=1:10 因此，有： R1=9R2 又： Iout=Vin/R2=10mA,Vin=1+0.1cos(wt) 得： 1002R 9001R 另外，信号中包含 1V 直流电压，相当于为放大器提供了直流偏置且 Vo=10Vin=1v，

6、取工作电压为单电源 3v 外围电路设计至此结束，现在进行放大器内部设计。 2.1.2 运算放大器选型运算放大器选型 由于输入信号的特点，其中同时包含了直流与交流电压，考虑到信号噪声以 及直流电压波动，使用差分放大电路能对共模输入起到很好的抑制作用，因此本设 计选用差分放大电路。由于差分放大电路增益并不算高，实际中多采用 Pmos 有源 负载以提高增益。在这里，我们选用以电流镜为负载的差分放大器实现所要求的运 算放大器。电路如图所示： VDD M3M4 M2M1 Ibias Vi1Vi2 GND 3 2 3 NMOS 器件 M1 和 M2 作为差分对管，PMOS 器件 M4，M5 组成电流源负

7、载。电流 Io 提供差分放大器的偏置电流。其中 M1、M2 参数全同，M3、M4 参数 全同。 ，设所有管子都工作在饱和区，如果 Vgs1=Vgs2，由对称性， Id1=Id2=Id3=Id4。 差分放大电路的输入输出有许多组合，本设计仅采用双端输入单端输出，因而 本文仅对这种情况简要介绍。 当从 Vi1 输入差模信号，Vi2=0（交流小信号） ，设 Vgs1 增大，则相应 Id1 变大， Id2 变小，输出电压 Vo=Id2*Ro；当输入共模信号，Vgs1 恒等于 Vgs2，则 Id2 不变， 输出电压也不变。这样就相当于差模输入放大，而共模输入抑制。 下面对具体参数进行设计。 2.2 工艺

8、参数提取工艺参数提取 重要工艺参数并没有在本设计使用的 0.35um 工艺库中直接提供，需要提取。 工艺库提供的参数为： Tox= 7.00000E-09 mUn= 4.E+02 cm2/(VS)Up= 1.E+02 cm2/(VS) 图 1 由 0ox ox ox C t K=0.5Cox 得200,44 NP KK 为求值，需要对单个 MOS 管进行输出特性仿真。 仿真电路如下： 得到如下曲线 由 2 2 () (1)() (1) 2 oxgsth Ddsgsthds C W VVW IVKVVV LL K 已知 取 WL=1，固定 Vgs，则在饱和区取两数据点可得 仿真单个 nmos 管

9、特性 vgs = 3.0000 vth=604.6282m vds id 4.2 222.9325u 4.3 223.1347u Kn=200 lambdan=0.01 仿真单个 pmos M1 V1 0Vdc V3 0Vdc vgs = -3.5000 vth=883.4507m vds id -3.6-108.9378u -3.5-108.5570u Kp=44lambdap=0.04 04 . 0 ,01 . 0 pn 2.3 理论推导与计算理论推导与计算 对于上图所示差分放大器，电压增益为 )4|2( 1 0 rrgm V V A id o 其小信号等效电路如下： 列出电路的传递方程：

10、 )(2)21 ()2(2 2 0 oPoNmNLoNmNoPAoNoPLAoNoP oNmN i rrgsCrgrCrrsCCrr rg V V 第一极点 LoPmPoPAoPoN oPoNmP p CrgrCrr rrg w )21 ()2( )(2 1 可近似为 LoNoP p Crr w )|( 1 1 ,因为12 oNmPr g. 在达到第一极点之前，从传递函数知增益恒定，当接近第一极点时，电路的增益开 始下降，在 = 1p w 时，增益下降 3db，之后增益以-20db/dec 的速度开始下降，直 到接近第二个极点。对于一级放大而言第二极点的影响可以暂时不考虑。 由 LoPoN C

11、rr w f )|(2 1 2 1 1 又 Dp oP Dn oN I r I r 1 , 1 Dpn oPoN I rr )( 1 | 则 f1 由 、负载电容 L C 、电流 D I 共同决定，其中 Cl 不变， 为工艺限制参数， 则 f1 只能由 Id 决定。 取 VVGST2 . 0 1 （参考文献【1】 ） )( 2 1 0 pnGST V A =200 该设计最小增益应该为 10 倍，带宽 100MHZ，GBW=109 则 f1=GBW/A0=5MHZ 本设计取取 f1 为 10MHz， L C =5pf，则 D I =6.25mA，则根据上式计算可得 Dpn oPoN I rr

12、)( 1 | =320。 最后，由于 D I 和 1GST V 都已确定。可根据 MOS 管在饱和区的电流特性 2 )( TGSD VV L W KI 分别得出 M1，M2 的宽长比为781.25 W L ,M3，M4 的宽长比为3550 W L 。 （注：本文未作特殊说明处均取 L=1um） 此电路中用作恒流源电流等于两支路电流之和， 12.5REFmA I . 2.4 仿真仿真 网表见附录。电路如图： VDD M3M4 M2M1 Ibias Vi1Vi2 GND 3 2 3 结果如下： 静态工作点(略去不关心的参数) * mosfets subckt element 0:m1 0:m2 0

13、:m3 0:m4 model 0:n_33 0:n_33 0:p_33 0:p_33 region Saturation Saturation Saturation Saturation id 6.m 6.m -6.m -6.m vgs 959.m 959.m -1. -1. vds 1. 1. -1. -1. * ac analysis * freq volt db volt phase vo vo 1. 15. -6.u 1. 15. -8.u 1. 15. -10.u 1. 15. -13.u 2. 15. -17.u 3. 15. -21.u 3. 15. -27.u 5. 15. -

14、34.u 6. 15. -43.u 7. 15. -54.u 10. 15. -68.u 12. 15. -86.u 15. 15. -108.u 19. 15. -137.u 25. 15. -172.u 31. 15. -217.u 39. 15. -273.u 50. 15. -344.u 63. 15. -433.u 79. 15. -546.u 100. 15. -687.u 125. 15. -865.u 158. 15. -1.m 199. 15. -1.m 251. 15. -1.m 316. 15. -2.m 398. 15. -2.m 501. 15. -3.m 630.

15、15. -4.m 794. 15. -5.m 1.k 15. -6.m 1.k 15. -8.m 1.k 15. -10.m 1.k 15. -13.m 2.k 15. -17.m 3.k 15. -21.m 3.k 15. -27.m 5.k 15. -34.m 6.k 15. -43.m 7.k 15. -54.m 10.k 15. -68.m 12.k 15. -86.m 15.k 15. -108.m 19.k 15. -137.m 25.k 15. -172.m 31.k 15. -217.m 39.k 15. -273.m 50.k 15. -344.m 63.k 15. -433

16、.m 79.k 15. -546.m 100.k 15. -687.m 125.k 15. -865.m 158.k 15. -1. 199.k 15. -1. 251.k 15. -1. 316.k 15. -2. 398.k 15. -2. 501.k 15. -3. 630.k 15. -4. 794.k 15. -5. 1.x 14. -6. 1.x 14. -8. 1.x 14. -10. 1.x 14. -13. 2.x 14. -16. 3.x 14. -20. 3.x 14. -25. 5.x 13. -31. 6.x 13. -37. 7.x 12. -44. 10.x 11

17、. -50. 12.x 9. -57. 15.x 8. -63. 19.x 6. -69. 25.x 5. -74. 31.x 3. -78. 39.x 1. -82. 50.x -649.m -85. 63.x -2. -89. 79.x -4. -92. 100.x -6. -95. 125.x -9. -98. 158.x -11. -101. 199.x -13. -103. 251.x -16. -105. 316.x -19. -107. 398.x -21. -107. 501.x -24. -106. 630.x -26. -104. 794.x -29. -102. 1.g

18、-31. -100. 电压增益只有 15DB，带宽为 8M，GBW=4.5107109 无法达到指标。 从推导中可以看到，无论增益还是带宽，都相对固定，改动的余地不大，再加上器 件的宽长比有限制，所以在这种情况下要增加增益而不太多的牺牲带宽是不太可能 的。事实也证明用这样一级差分放大要达到指标还是相当困难的，多次修改参数后， 任然没有达到理想的效果。参考文献【2】中对这种情况进行了介绍。 2.5 二级密勒补偿运算放大器二级密勒补偿运算放大器 二级密勒补偿运放是一种性能相对优越的结构，由于采用两级放大，能够提供 相当大的增益，而带宽可以通过 RC 反馈网络进行一定的调节，这样一来可以达到 最大

19、GBW。于是采用如下电路对放大器进行设计。 VDD M4M3 M2M1 M6 Iref2 Iref1 CL Cc Rz GND GND Vi1Vi2 第第一一级级负负载载第第二二级级 1 2 3 0 4 Vo 2 1 如图所示，PMOS M1、M2 为一级差分放大，NMOS M3、M4 做镜像电流源 负载，PMOS M6 为第二级放大。电容 C C 和电阻 Rz构成密勒补偿。 二级密勒补偿运放的增益一般可以达到 60db 以上，本设计取增益为 60db，带宽 100M 最简小信号等效电路如下： 得到 1000)|)(|( 164221210 oooomm rrrrggAAA 又， GST D

20、GS D m V I V I g D o I r 1 取VVV GSTGST 2 . 0 62 则 2 62 0 )( 4 pnGSTGST VV A 5 0 104A 在过驱动电压等于 0.2V 时，增益远满足设计要求。 设 1 C、 2 C分别为第一、二节点的对地电容，则电路的传输函数为（注意：没 有算上 Rz） 1212 2 () , 1 c omm in VGGsC R R Vasbs 其中 )( )( 21, 2122211 , 212121 RRRRGCRCRCb RRCCCCCa mC C 则第一转折频率为 M RGCCRR f mC d 100 )1 (2 1 21121 那么

21、 第二转折频率为 RC 电路其实为超前补偿装置，使电路的相角超前，电路零点为 将零点移至转折频率附近则能减缓增益下降的速率，这就相当于再增加了带宽。 由于相位有 45以上的要求，应使零点 z 位于 1.2GBW 处，并且让极点 p2 位 于 1.5GB 处。 （参考文献【1】 ） 取2,3 CL CPF CPF 根据设计要求，MV L W C K C g GBW GST C P C m 100104)( 22 5 11 1 将所有的驱动电压都固定在 0.2v，补偿电容已定 则取 57)()( 21 L W L W 又因为 2 )( TGSD VV L W KI 且 1 ,44 GSTP VK

22、取 0.2V 计算得出 uAID100 N K为 200，VVGST2 . 0 1 用同样的方法计算得出 uAI L W L W D 300 56.12)()( 43 为了实现相位补偿，让零点 z 位于 1.2GB 处。 因此， 1 1 1.2 m ZCC g R CC 即 1 1 1.2 mz g r 由于 1 0.001 m g 取 830 Z R 让极点 p2 位于 1.5GB 处，有 63 1 1.5 (1) mnL mCC gCC gCC 其中 Cn3 为 3 点对地电容，包括 642 , GSDBDB CCC ，其中 Cgs6 占大部分。 取 61 3 mm gg ，由前面的计算可

23、知， 6m g = 0.003 计算得6300DIuA 6()37.5 W L 2.6 仿真结果仿真结果 仿真网表见附录 电路如图： VDD M4M3 M2M1 M6 Iref2 Iref1 CL Cc Rz GND GND Vi1Vi2 第第一一级级负负载载第第二二级级 1 2 3 0 4 Vo 2 1 对以上计算参数仿真后发现 GBW 仅停留在 8107 比单级没有多少改善，但是根据 GBW 与 gm1 成正比的关系，以及 Cc 与带宽成反比的关系，多次调整参数使得单位增益带宽增大到 了 108。 结果如下： * mosfets subckt x1 x1 x1 x1 element 1:m

24、1 1:m2 1:m3 1:m4 model 0:p_33 0:p_33 0:n_33 0:n_33 region Saturation Saturation Saturation Saturation id -99.u -99.u 99.u 99.u vgs -1. -1. 954.m 954.m vds -1. -1. 954.m 954.m vth -829.m -829.m 655.m 655.m subckt x1 element 1:m6 model 0:n_33 region Saturation id 599.u vgs 954.m vds 6. vth 657.m * *tw

25、o-stage op amp * ac analysis tnom= 27.000 temp= 27.000 * x freq volt db volt phase vo vo 1. 59. 179. 1. 59. 179. 1. 59. 179. 1. 59. 179. 2. 59. 179. 3. 59. 179. 3. 59. 179. 5. 59. 179. 6. 59. 179. 7. 59. 179. 10. 59. 179. 12. 59. 179. 15. 59. 179. 19. 59. 179. 25. 59. 179. 31. 59. 179. 39. 59. 179.

26、50. 59. 179. 63. 59. 179. 79. 59. 179. 100. 59. 179. 125. 59. 179. 158. 59. 179. 199. 59. 179. 251. 59. 179. 316. 59. 179. 398. 59. 179. 501. 59. 179. 630. 59. 179. 794. 59. 179. 1.k 59. 179. 1.k 59. 179. 1.k 59. 179. 1.k 59. 179. 2.k 59. 178. 3.k 59. 178. 3.k 59. 178. 5.k 59. 177. 6.k 59. 177. 7.k

27、59. 176. 10.k 59. 175. 12.k 59. 174. 15.k 59. 172. 19.k 59. 170. 25.k 59. 168. 31.k 58. 165. 39.k 58. 162. 50.k 58. 157. 63.k 58. 152. 79.k 57. 147. 100.k 57. 140. 125.k 56. 134. 158.k 55. 127. 199.k 53. 121. 251.k 52. 116. 316.k 50. 111. 398.k 48. 107. 501.k 46. 103. 630.k 44. 100. 794.k 42. 98. 1.

28、x 41. 96. 1.x 39. 95. 1.x 37. 93. 1.x 35. 92. 2.x 33. 91. 3.x 31. 90. 3.x 29. 89. 5.x 27. 89. 6.x 25. 88. 7.x 23. 87. 10.x 21. 86. 12.x 19. 84. 15.x 17. 83. 19.x 14. 81. 25.x 12. 79. 31.x 10. 76. 39.x 8. 72. 50.x 6. 68. 63.x 4. 63. 79.x 1. 57. 100.x -667.m 49. 125.x -3. 41. 158.x -6. 33. 199.x -9. 2

29、4. 251.x -13. 15. 316.x -17. 6. 398.x -22. -1. 501.x -27. -7. 630.x -32. -9. 794.x -38. -6. 1.g -43. 3. Y 增益 59.db带宽 125KHZ GBW=1.14108 Bode 图如下： 相位裕度大约 50 其实结果有可能更好，因为 GBW 和 Cc、gm1 的关系相对独立，修改这两个参数并不大规 模影响电路的特性，由它们变化而产生的相位裕度的降低可以由 Rz 进行补偿。如果耐心调试 可以将 GBW 调整至 109 2.7 综合仿真综合仿真 电路如下： R1 100 R2 900 Vi1 V

30、o A Vi2 + - + + - - 1 V1 V 0.1cos VDD 3 v 仿真网表如下： *Two-Stage Op Amp .option post=2 numdgt=7 tnom=27 .LIB C:synopsysHspice2005.03BINCMOS_035_Spice_Model.lib tt vdd VDD 0 3电源电压 3v vi1 Vi1 0 dc=1 ac=0.1 共模电压 1v 交流电压 0.1v vi2 Vi2 0 dc=1 ac=0 r1 Vo R2 900900 欧 r2 R2 0 100100 欧 *cl Vo 0 3pf负载开路 x1 VDD 0 V

31、i1 Vi2 Vo opamp二级运放子电路接口：VDD VSS 输入 1 输入 2 输出 .subckt opamp VDD 0 Vi1 Vi2 Vo M1 1 Vi1 3 3 p_33 W=57U L=1U M2 2 Vi2 3 3 p_33 W=57U L=1U M3 1 1 0 0 n_33 W=13U L=1U M4 2 1 0 0 n_33 W=13U L=1U M6 Vo 2 0 0 n_33 W=38U L=1U rz 2 4 380补偿电阻 380 欧 cc 4 Vo 1pf补偿电容 1pf Iref1 VDD 3 dc 200U静态偏置 200U Iref2 VDD Vo

32、dc 600UM6 偏置 600 U （3gm1=gm6） .ends .op .ac dec 10 1 1G .print ac vdb(Vo) vp(Vo) .end 结果如下： freq volt db volt phase vo vo 1. 19. 179. 1. 19. 179. 1. 19. 179. 1. 19. 179. 2. 19. 179. 3. 19. 179. 3. 19. 179. 5. 19. 179. 6. 19. 179. 7. 19. 179. 10. 19. 179. 12. 19. 179. 15. 19. 179. 19. 19. 179. 25. 19

33、. 179. 31. 19. 179. 39. 19. 179. 50. 19. 179. 63. 19. 179. 79. 19. 179. 100. 19. 179. 125. 19. 179. 158. 19. 179. 199. 19. 179. 251. 19. 179. 316. 19. 179. 398. 19. 179. 501. 19. 179. 630. 19. 179. 794. 19. 179. 1.k 19. 179. 1.k 19. 179. 1.k 19. 179. 1.k 19. 179. 2.k 19. 179. 3.k 19. 179. 3.k 19. 17

34、9. 5.k 19. 179. 6.k 19. 179. 7.k 19. 179. 10.k 19. 179. 12.k 19. 178. 15.k 19. 178. 19.k 19. 178. 25.k 19. 178. 31.k 19. 177. 39.k 19. 176. 50.k 19. 176. 63.k 19. 174. 79.k 19. 173. 100.k 19. 172. 125.k 19. 170. 158.k 19. 167. 199.k 18. 164. 251.k 18. 160. 316.k 18. 156. 398.k 18. 151. 501.k 17. 145

35、. 630.k 16. 138. 794.k 15. 132. 1.x 14. 125. 1.x 13. 119. 1.x 11. 114. 1.x 9. 109. 2.x 8. 105. 3.x 6. 102. 3.x 4. 99. 5.x 2. 97. 6.x 375.m 95. 7.x -1. 93. 10.x -3. 91. 12.x -5. 90. 15.x -7. 89. 19.x -9. 87. 25.x -11. 86. 31.x -13. 84. 39.x -15. 82. 50.x -17. 79. 63.x -19. 76. 79.x -21. 73. 100.x -23. 68. 125.x -25. 63. 158.x -27. 56. 199.x -29. 48. 251.x -31. 38. 316.x -34. 26.