《电磁场、微波技术与天线》课件-第11章

第11章微带天线11.1引言11.2矩形微带天线11.3双频微带天线

11.1引言

微带天线(MicrostripAntenna)是由微带传输线发展起来的,由导体薄片粘贴在背面有导体接地板的介质基片上形成的天线。微带辐射器的概念首先由Deschamps于1953年提出来。但是过了20年,到了20世纪70年代初,当具有较好的理论模型以及对敷铜或敷金的介质基片的光刻技术发展之后,实际的微带天线才制造出来,此后这种新型的天线得到了长足的发展。

和常用的微波天线相比,它有如下一些优点:体积小、重量轻、低剖面,能与载体共形;制造成本低,易于批量生产;天线的散射截面较小;能得到单方向的宽瓣方向图,最大辐射方向在平面的法线方向;易于和微带线路集成;易于实现线极化和圆极化,容易实现双频段、双极化等多功能工作。微带天线已得到越来越广泛的重视,并应用于大约100MHz~100GHz的宽广频域,包括卫星通信、雷达、遥感、制导武器以及便携式无线电设备上。相同结构的微带天线组成微带天线阵可以获得更高的增益和更大的带宽。

11.2矩形微带天线(Rectangular-PatchMicrostripAntenna)

矩形微带天线是由矩形导体薄片粘贴在背面有导体接地板的介质基片上形成的天线。图11-2-1矩形微带天线结构及等效面磁流密度

如图11-2-

1所示,通常利用微带传输线或同轴探针来馈电,使导体贴片与接地板之间激励起高频电磁场,并通过贴片四周与接地板之间的缝隙向外辐射。微带贴片也可看作为宽W长L的一段微带传输线,其终端(y=L边)处因为呈现开路,将形成电压波腹和电流的波节。一般取L≈λg/2,λg为微带线上波长。于是另一端(y=0边)也呈现电压波腹和电流的波节。此时贴片与接地板间的电场分布也如图521所示。该电场可近似表达为(设沿贴片宽度和基片厚度方向电场无变化)

由对偶边界条件,窄缝上等效的面磁流密度为

式中:E=exEx,ex

是x方向单位矢量;en是缝隙表面(辐射口径)的外法线方向单位矢量。由式(11-2-

2),缝隙表面上的等效面磁流均与接地板平行,如图11-2-

1中的虚线箭头所示。

可以分析出,沿两条长为W的边的磁流是同相的,故其辐射场在贴片法线方向(x轴)同相相加,呈最大值,且随偏离此方向的角度的增大而减小,形成边射方向图。沿每条L边的磁流都由反对称的两个部分构成,它们在H面(xOz面)上各处的辐射互相抵消;而两条L边的磁流又彼此呈反对称分布,因而在E面(xOy面)上各处,它们的场也都相消。在其他平面上这些磁流的辐射不会完全相消,但与沿两条W边的辐射相比,都相当弱,成为交叉极化分量。

由上可知,矩形微带天线的辐射主要由沿两条W边的缝隙产生,这二边被称为辐射边。首先计算y=0处辐射边产生的辐射场,该处的等效面磁流密度Jms=-ezE0。采用矢位法,对远区观察点P(r,θ,φ)(θ从z轴算起,φ从x轴算起),其等效磁流产生的电矢位可以由电流产生的磁矢位对偶得出

上式中已经计入了接地板引起的Jms

正镜像效应。积分得

由电矢位引起的电场为

对于远区,只保留1/r项,得

再计入y=L处辐射边的远场,考虑到间隔距离为λg/2的等幅同相二元阵的阵因子为

因此,微带天线远区辐射场为

图11-2-

2显示了某特定矩形微带天线的计算和实测方向图。两者略有差别,因为在以上的理论分析中,假设了接地板为无限大的理想导电板,而实际上它是有限面积的。图11-2-

2矩形微带天线方向图(W=1cm,L=3.05cm,f=3.1GHz)

当W≪λ时,矩形微带天线的方向系数D≈3×2=6,因子3是单个辐射边的方向系数。

如果定义Um=E0h,按辐射电导的定义式

可求得每一条辐射边的辐射电导为

当W≪λ时,

当W≫λ时,

矩形微带天线的输入阻抗可用微带传输线法进行计算。图11-2-

3表示其等效电路。每一条辐射边等效为并联的导纳G+jB。如果不考虑两条辐射边的互耦,则每一条辐射边都可以等效成相同的导纳,它们被长度为L、宽度为W的低阻微带线隔开。设该低阻微带线的特性导纳为Yc,则输入端的输入导纳为图11-2-

3矩形微带天线等效电路

简单微带天线的贴片形状还有圆形,称为圆形微带天线。采用贴片上开缝隙、或者在贴片与接地板之间打短路针的方法,可以有效地减小微带天线的尺寸。

11.3双频微带天线(Duel-BandMicrostripAntenna)

实现双频工作,对于矩形贴片应用较多的是利用激励多模来获得双频的,如图11-3-

1所示,在矩形贴片非辐射边开两条长度相等的缝隙,在离贴片中心一适当距离处馈电,能得到较好的匹配。此种天线激励了一种介于TM10与TM20之间的模式,新模的表面电流分布与TM10相似,与TM10具有相同的极化平面和相似的辐射模式,由这种模式与TM10一起实现双频工作。图11-3-

1同轴线馈缝隙负载贴片天线结构

当天线尺寸W=15.5mm、L=11.5mm、l=0.5mm、W1=d=1mm、Wp=5.5mm,基片的相对介电常数εr=2.2、厚度h=0.8mm时,图11-3-

2利用FDTD(时域有限差分法)计算了该天线的S11参数随馈电位置的频率变化曲线。图中可以看出明显的双频特性,馈电位置对于天线的频率特性有一馈电位置,可以影响天线的阻抗特性,这也为寻找最佳匹配提供了依据。图11-3-

2天线的|S11|参数曲线

采用分层结构则是实现双频工作的另一重要途径。图11-3-

3给出了工作于GPS两个频率的近耦合馈电双频微带天线的结构图。该天线包括三层介质结构、两个谐振子所需工作频率的近方形贴片和一微带线馈电结构,两个近方形贴片分别置于第一层介质和第三层介质的顶部,而微带线的馈电线则夹于两贴片之间,位于第二层介质的顶部。在三层介质层具有相同介电常数εr=2.2的条件下,图11-3-

4仍然利用FDTD方法计算了该天线的S11参数曲线并与实测值进行了比较。图11-3-

3分层双频圆极化微带天线结构示意图图11-3-