移动通信第2章调制解调

第二章调制解调2.1概述无线通信系统框图：信源电信号调制接收机解调发射机电信号信宿无线信道噪声和干扰消息模拟或数字信号调制：把要传输的信号变换成适合信道传输的信号的过程。调制信号：调制器的输入信号（调制前）。已调信号（调幅、调频和调相信号）：调制器的输出信号（调制后）。模拟调制数字调制按调制信号形式划分调幅(AM)：载波振幅调频(FM)：载波频率调相(PM)：载波相位随调制信号变化的调制方式移动通信信道的基本特征：1.带宽有限。2.干扰和噪声影响大。3.存在多径衰落。对调制的要求：已调信号所占的带宽要窄。经调制解调后的输出信噪比(S/N)较大或误码率较低。调制解调技术研究的主要内容：调制的原理。已调信号的频谱特性及其产生方法。解调的原理和实现方法。解调后的信噪比或误码率性能。2.2模拟移动通信的调制解调

设载频信号为Uc：载波的振幅；

0：载波的角频率；：载波初始相位。由于信道快衰落会使模拟调幅产生附加调幅而造成失真，已很少采用。调频和调相信号可以写成如下形式：(t)：载波的瞬时相位。设调制信号：则调频信号的瞬时角频率与输入信号的关系为：Kf为调制灵敏度。因而调频信号的形式为Mf：调制指数。将式(2-7)展开成级数得Jk(mf)：k阶第一类贝塞尔函数。FM信号的频谱（mf=2)振幅

2B=2(mf+1)

Uc

Uc/2J1(mf)J1(mf)J0(mf)J2(mf)J2(mf)

c

若以90%能量所包括的谱线宽度作为调频信号的带宽，则可以证明调频信号的带宽为Fm=/2为调制频率，fm=mf•Fm为调制频偏。若以99%能量计算调频信号的带宽为

调频器积分器调相器um(t)uFM(t)f0间接调频电压振荡器VCCum(t)uFM(t)直接调频积分器um(t)f0

uPM(t)间接调相信号的调制框图：调频信号的解调框图：uFM(t)前置放大器B=2(mf+1)Fm限幅器鉴频器低频滤波器噪声n(t)解调器r(t)Uc’经限幅器限幅后为一常数,大信噪比情况下，即Uc>>V(t)，有鉴频器的输出第一项为信号项，第二项为噪声项。经低通滤波后，信号的功率为

表示对u2m(t)进行统计平均。噪声功率为从而得到输出信噪比为输入信噪比为经解调后，信噪比的增益为在小信噪比的情况下，即即Uc<<(t)，由(2-14)此时没有信号单独存在，引起“门限效应”门限０FMAM同步检波2.2数字移动通信系统调制解调2.2.1移频键控调制(FSK)数字信号的比特流为{an},an=±1,n=-~+.FSK的输出信号形式为

如{an}用数字信号u(t)表示，则二进制FSK（2FSK)波形为

10010

1

u(t)S(t)=cos(

1t+1)S(t)=cos(2t+2)

令g(t)为宽度Ts的矩形脉冲，则s(t)可表示为

令g(t)的频谱为G()，P(a=+1)=P(a=-1)=1/2，则S(t)的功率谱表达式为FSK信号的带宽大约为

B=|ƒ2-ƒ1|+2ƒs(2-26)0ƒ1-ƒsƒ1ƒ0ƒ2ƒ2+ƒsƒƒ2-ƒ1Ps(ƒ)ƒ0=(ƒ1+ƒ2)/2FSK信号的解调FSK的解调有包络检波法相干解调法和非相干解调法。非相干法包括鉴频法、非相干匹配滤波器法、差分检测法，过零检测法等。FSK相位连续时，可采用鉴频器解调。包络检波法：带通滤波器带通滤波器包络检波器包络检波器比较判决输入输出

1

23.非相干解调法（非相干匹配滤波器法）输入包络检波器包络检波器匹配虑波器匹配虑波器判决电路输出X1(t)X2(t)4.相干解调法输入带通滤波器低通滤波器相乘器比较判决带通滤波器相乘器低通滤波器输出cos(

1t+1)cos(

2t+2)

1

2定时脉冲y1(t)y2(t)X1(t)X2(t)设噪声为加性窄带高斯噪声，两支路的噪声分别可表示为发+1时：发-1时：相乘器输出发+1时：发-1时：相乘器和低通滤波的输出为发+1时：发-1时：误比特率：P(+1)=p(-1),发+1时：输入信噪比：erfc(x)为互补误差函数

FSK调制方法的主要问题是由于相邻码元相位不连续，频率跳变将引起较大的功率谱旁瓣，频谱效率低，因而只能应用于低速传输系统中。2.2.2最小移频键控MSK是一种特殊形式的FSK，其频差

ƒ=ƒ2-ƒ1=1/2Tb它是满足两个频率ƒ1和ƒ2相互正交（相关函数等于0）的最小频差，并要求，要求FSK信号的相位连续，因此调频指数为

Tb：输入数据流的比特宽度MSK满足两个条件：调频指数h=0.5;相位连续。调频指数h=0.5时，移频键控信号具有最小频偏、最小占有带宽，并有最好的相干检测误码性能。由于相位连续，可以克服一般移频键控码元交替过程中存在相位跳变，使频谱的边带下降很多，频谱变窄。

MSK的信号表达式为xk是为了保证t=kTb时相位连续而加入的相位常量。令为保证相位连续，在t=kTb时，将式(2-35)带入（2-36）得

给定输入序列{ak}，MSK的相位轨迹如图所示-1

-1+1–1+1+1+1–1+1ak(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb0-2-3-3-3-4-4xkMSK的可能相位轨迹:(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9TbMSK信号表达式可以正交展开为MSK信号的调制在上式展开中sinxk=0，xk取0或±

（模2）。由（2-37）式得因为

xk取0或±

（模2），

sinxk-1=0,则ak-1-ak=0,2令k=2l,l=0,1,2,.,上式可以写成由上式可知，I和Q支路每隔2Tb才有可能改变符号，两条支路在码元错开上Tb秒。

输入数据dk的差分编码为dk=ak·dk-1

ak=dk·dk-1

若在MSK调制前，对数据dk进行差分编码，解调时，只要对cosxk和akcosxk进行交替取样就可以恢复dk

因此由(2-37),(2-38),(2-39)可得MSK信号的产生框图:串/并

TbTbdkak差分编码+-I支路Q支路yMSK(t)cosxkakcosxkMSK的输入数据与各支路数据及基带波形的关系

-1+1+1-1-1-1-1++1+1+1-1+1-1-1-1+100-2-3-3-34-4-4-4777-7-79

012345678910111213141516

-1-1+1-1+1+1+1-1+1+1+1-1-1-1+1+1-1

+1+1+1-1-1-1-1+1+1+1+1-1-1-1-1-1-1

-1-1+1+1-1-1-1-1+1+1+1+1+1+1-1-1+1

Tb2Tb3Tb4

Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb16Tb

Tb2Tb3Tb4

Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb16TbkdkakxkcosxkakcosxkCosxkcos(t/2Tb)akCosxksin(t/2Tb)MSK信号的单边功率谱表达式为0-10-20-30-40-50-600.751.0203.04.0(ƒ-ƒc)Tb

MSKQPSKMSK的主瓣谱能量大，说明MSK信号功率谱更加紧凑。优点是功率谱主瓣虽然较宽，但旁瓣却以[(ƒ-ƒc)Tb]-4规律迅速下降。MSK调制比较适合于非线性的和邻道抑制严格的移动信道应用。MSK信号的解调

采用鉴频器解调uFM(t)前置放大器限幅器鉴频器低频滤波器噪声n(t)解调器r(t)2.MSK信号相干解调+-差分译码BPFLPFLPF取样判决取样判决并/串S(t)Tb锁相环12ƒc+1/Tb锁相环22ƒc-1/Tb

22平方器+dkakdk-1P支路T支路+X(t)Y(t)S1(t)S2(t)I支路Q支路I(t)Q(t)平方器的输出为锁相环锁定频率2ƒc±1/2Tb，相位为零的分量，输出为

P支路：T支路：分频器输出为

P支路：T支路：I支路乘法器输出为Q支路乘法器输出为I支路LPF输出为Q支路LPF输出为误比特率各支路的误码率为差分译码后的误比特率为Pe=2Ps(1-Ps)(2-43)与FSK性能相比，各支路的码元宽度为2Tb,误比特率性能得到了改善，对应的低通滤波器的带宽减少一半，信噪比提高一倍。2.2.3高斯滤波的最小移频键控由于MSK信号不能满足功率谱在邻道取值低于主瓣峰值的60dB,因此引入GMSK。MSK的输入信号GMSK的输入信号

不归零(NRZ)h=0.50预调制滤波器FM调制高斯低通滤波器的冲击响应为高斯函数Bb:高斯滤波器的3db带宽.对单个宽度为Tb的矩形脉冲的响应为

g(t)的波形为g(t)1.00.80.60.40.2BbTb=

0.70.40.3-2TbTb0Tb2Tb

GMSK信号表达式为GMSK的可能相位轨迹:(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9TbMSKGMSK采用高斯脉冲串直接调频缺点：难以获得灵敏度和线性统一。调频器的不稳定影响相干解调的实施。事实上用硬件综合出符合上述高斯低通滤波器的冲击响应是困难的。因此引入GMSK信号的波形存储正交调制法GMSK信号的波形存储正交调制法GMSK信号还可以表达式为制作cos(t)和sin(t)两张表，对g(t)进行截短，取(2N+1)Tb区间

(kTb),(t)仅与(2N+1)个比特有关，因此

(t)的状态为有限。可以制作cos

(t)和sin

(t)两张表。g(t)an(2N+1)Tb正交调制法地址产生cos[(t)]表象限计数器sin[(t)]D/AD/ALPFLPF

cos(

ct)sin(ct)数据输入cos(t)sin

(t)y(t)S(t)频谱衰落和邻道干扰情况见书中图（2-15）和（2-16）在GSM系统中，要求在(ƒ-ƒc)Tb=1.5时，功率谱密度低于60dB。在BbTb时，

ƒTb(

ƒ为信道间隔）越大，邻道干扰越小。ƒTb一定时，BbTb越

小，邻道干扰就月小。GMSK信号的解调

解调方法：差分检测、相干检测和鉴频检测。解调方法比较：在移动通信中，由于存在多径衰落，相干解调的相干载波形难以提取；鉴频检测(非相干检测)性能不理想；差分检测不需要恢复相干载波波形，在多径传播条件下是的一种较好的方案。差分检测有一比特差分检测和二比特差分检测。1.一比特延迟差分中频滤波器输出信号为R(t)：时变包络

c：中频载波角频率(t)：附加相位GMSKak中频滤波器迟延Tb相移LPF取样判决S1F(t)经迟延和相移输出为相乘器的输出为低通滤波器LPF输出为当

cTb=k(2)(k为整数)时，R(t)和R(t-Tb)是信号的包络，永为正值，（b)决定了Y(t)的极性，令判决门限为零，则判决规则为：Y(t)>0判为“+1”Y(t)<0判为“-1”则可恢复âk=ak.

(t)增大时(Tb)为正，sin>0,判为“+1”；(t)减小时(Tb)为负，sin<0，判为“-1”。即：输入“+1”时，(t)增大;输入“-1”时，(t)减小.2.二比特延迟差分检测中频输出为中频滤波器迟延2TbLPF取样判决GMSKakS1F(t)LPF输出为当

cTb=k(2)(k为整数)时，插入限幅器，去掉振幅的影响。上式{•}中第一项为偶函数，不反映极性的变化，可作为直流分量，并将判决门限增加相应的值。上式{•}中第二项作为判决依据。判决规则为Y(t)>

判为“+1”Y(t)<

判为“-1”式(2-55){•}的第二项为sin[(t)-(t-Tb)]对应âk经差分编码后的cksin[(t-Tb)-(t-2Tb)]对应于ck-1

ck·ck-1ck

ck-1

ck=âk

ck-1

âk=ck

ck-1则相应在发端，需要对原始数据进行差分编码性能：见书图(2-20)、(2-21)。二比特延迟差分检测的误码率特性优于相干解调的误码率特性；二比特延迟差分检测的误码性能优于一比特延迟差分检测的误码性能。高斯滤波FM(h=0.5)迟延Tbakck2.3数字相位调制2.3.1移相键控调制(PSK)移相键控是利用载波相位变化来传递信息的。优点：抗干扰性能好；频谱利用率高。适用于中、高速数字传输的调制方式。

数字信号的比特流为{an},an=±1,n=-~+.则PSK的信号形式为S(t)还可以表示为设g(t)是宽度为Tb的矩形脉冲，频谱为G(),P(+1)=P(-1),则PSK信号的功率谱为PSK信号的调制二相信号的产生（绝对相移）直接调相法。环形调制器载波cos(

ct)调制信号an2PSK2.相位选择法0振荡器倒相器门电路(1)门电路（2）倒相器+

基带信号2PSK信号输出PSK解调可采用相干解调和差分解调1.相干解调y(t)>0判决为“+1”y(t)<0判决为“-1”输出an输入(anA/2)(1+cos2

ct)带通滤波器低通滤波器抽样判决器抽样时钟cos(

ct)anAcos(

ct)y(t)=anA/22.差分相干解调乘法器的输出为抽样时钟输入带通滤波器迟延器Tb

低通滤波器抽样判决器输出akanAcos

ctS(t-Tb)X(t)Y(t)低通滤波器的输出为y(t)>0判决为“+1”y(t)<0判决为“-1”误比特率

输入噪声为窄带高斯噪声，P(+1)=P(-1)下相干解调后的误比特率a为接收信号的幅值。差分相干解调的误比特率为FSK误比特率为在相同误比特率时，PSK所需要的信噪比要比FSK小3dB，PSK的性能优于FSK2.3.2四相相移键控调制(QPSK)和交错四相相移键控调制(OQPSK)四相相移键控调制是二相的推广，用四个相位的正弦振荡表示不同的数字信息。1.四相相移(QPSK)生成2.交错四相相移键控调制(OQPSK)an串并变换

cos(

ct)sin(

ct)+-S(t)I支路Q支路串并变换

cos(

ct)sin(

ct)+-anS(t)TbI支路Q支路当anan-1=+1+1时an=“+1”或“-1”，令n=2k+1，

k=±/4,±3/4在QPSK的码元速率与PSKd的比特速率相等时，QPSK信号可以看成是两个PSK信号之和，因而它具有PSK信号的频谱特征和误比特率。QPSK和OQPSK信号的星象图QI+1+1-10QI+1+1-10QPSKOQPSK-1-1QPSK信号的解调和误码性能一般采用相干解调，框图如下：误码率取样判决积分并/串取样判决积分Π/2载波恢复QQPSK二进制信号I定时QPSK和OQPSK的比较

由于OQPSK在Q支路上加入了一个比特的时延，使得两个支路的数据不会同时发生变化，因而OQPSK不可能像QPSK那样产生±

的相位跳变，仅产生±/2的相位跳变，因此OQPSK的频谱旁瓣要低于QPSK信号的旁瓣，OQPSK信号对邻道的辐射要小，抗干扰能力强，但传输速率低。

2.3.3/4-DQPSK调制/4-DQPSK对QPSK的改进：改善了/4-DQPSK的频谱特性；解调方式可采用相干解调和非相干解调(QPSK只能采用相干解调）/4-DQPSK的相干调制/4-DQPSK信号串/并变换差分相位编码LPFLPF

放大cos(

ct)sin(

ct)+-UkVkSISq输入数据输出信号/4-DQPSK串/并交换编码电路延迟电路（Tb)相位选择器8选1电路8相载波发生器0/4

7/4SISQ

AkBkCk地址码发生器数字式选择相位法/4-DQPSK调制平方根升余弦带通滤波已调信号

k：当前码元附加相位。

k-1：前一码元附加相位。

k：当前码元相位跳变量。

k=k-1+k（2-65）Uk=cos

k=cos(

k-1+k)

=cos

k-1cos

k-sin

k-1sin

k(2-66)Vk=sin

k=sin(

k-1+k)

=sin

k-1cos

k+cos

k-1sin

k(2-67)其中Uk-1=cos

k-1，Vk-1=sin

k-1，则

Uk=Uk-1

cos

k-Vk-1sin

k

Vk=Vk-1

cos

k-Uk-1sin

k(2-68)

/4-DQPSK相位跳变规则

SISQ

kcosksink

11/41/21/2-113/4-1/21/2-1-1-3/4-1/2-1/21-1-/4-1/2-1/2/4-DQPSK的相位关系见书图（2-27）Uk和Vk可能的取值为五种取值。如为使已调信号功率谱更加平坦，要求调制器中的LPF具有相位线性特性、平方根生余弦频率响应即，为滚降因子。设该滤波器的矩形脉冲响应函数为g(t)，则/4-DQPSK信号为线性调制升余弦滚降传输特性H()=H0()+H1()H()是对截止频率b的理想低通H0()按H1()的滚降特性进行“圆滑”得到的，H1(对于b具有对称的幅度特性，其上、下截止角频率分别为b+1、b-1。升余弦滚降传输特性H1()采用余弦函数，则/4-DQPSK信号的解调相干检测差分检测鉴频检测

2.4扩频调制技术有关扩频通信技术的观点是在1941年由好莱坞女演员HedyLamarr和钢琴家GeorgeAntheil提出的。基于对鱼雷控制的安全无线通信的思路，他们申请了美国专利#2.292.387。不幸的是，当时该技术并没有引起美国军方的重视，直到十九世纪八十年代才引起关注，将它用于敌对环境中的无线通信系统。解决了短距离数据收发信机、如：卫星定位系统、移动通信系统、WLAN和蓝牙技术等应用的关键问题。扩频技术也为提高无线电频率的利用率提供帮助。

扩频技术：扩频是通过注入一个更高频率的信号将基带信号扩展到一个更宽的频带内的射频通信系统，即发射信号的能量被扩展到一个更宽的频带内使其看起来如同噪声一样。既把序列（也称为码或索引）加入到通信信道，插入序列的方式正好定义了所讨论的扩频技术（直接序列扩频或跳频扩频技术）。术语“扩频”指将信号带宽扩展几个数量级，在信道中加入序列即可实现扩频。优点：抗干扰、抗多径。a.窄带干扰只能干扰扩频信号的一小部分，可通过合适的窄带滤波器剔除干扰;b.宽贷信号具有频率选择性；c.延时产生的PN序列和原始PN序列相关性小，可以认为上另一用户，而被接收机忽略。隐蔽、保密。所有用户使用相同的频率，无须进行频率规划。频谱利用率：在多用户接入环境中(MAI)，频谱利用率是很高的。2.4.1PN码序列PN序列：又称伪随即序列Pseudorandom-Noise)，在一个周期内它的自相关特性与白噪声的自相关特性相似，它是预先可知的。性质：在性质上与随即序列有相同的性质。如在一个周期内，序列“0”和“1”的个数相同;不同序列段具有很小的相关性；任意两个序列有很小的相关性等。PN序列的生成：反馈逻辑电路f(x)移位寄存器1移位寄存器2移位寄存器3移位寄存器mPN序列输出时钟图：m级线性反馈移位寄存器反馈函数输出序列取决于寄存器的初始状态和反馈函数f(x)。该移位寄存器生成的序列称m序列。长度：2m-1。

2.4.2直接序列扩频(DS-SS)对单用户，调制信号为M(t):数据序列。是一串非重叠的矩形波，幅值为“+1”或“-1”，宽度Ts； p(t)：PN序列,是矩形波形，每一脉冲代表一个时间片，幅值为“+1”或“-1”，宽度Tc；Ts/Tc是一整数ƒc:载波频率；：载波初始相位。

设S(t)的带宽为Wss;m(t)cos(ct+)的带宽为B，Wss>>B，p(t)的带宽也远远大于B二进制调制DS-SS发射机和接收机中频宽带滤波器相干PSK或差分PSK解调器PN码产生器同步系统数据输出SI(t)数据序列PN码寄存器码片时钟BPF振荡器ƒc已调信号S(t)SI(t)具有２PSK的性质，通过解调得到m(t)。信号及干扰的频谱干扰信号干扰信号处理增益PG发射机中BPF输出接收机中乘法器输出处理增益为排除干扰能力与处理增益有关PG，PG越大，压制带内干扰的能力越强。2.4.3跳频扩频技术(FH-SS）跳频扩频技术：通过看似随机的载波跳频达到传输数据的目的。在每一个信道上，发射机再一次跳频前的一小串的传输数据在窄带内按传统的调制技术（通常为FSK）进行传输。跳跃发生在信道上，并跨越一系列信道。跳跃集：一串可能的跳跃序列。瞬间带宽：跳跃集所在的信道带宽。跳频总带宽：跳跃中所跨越的频谱。单信道调制：跳跃中每一个信道采用一个基本载波频率调制。跳变持续时间：跳变之间的时间，用Th

表示。信号冲突（碰撞）：在相同时刻、相同信道上，一个非预测信号占据了跳频信道，传输信与非预测信号发生冲突。跳频技术分快、慢跳频两种：快跳频：在发送序列每一位时发生多次跳频。慢跳频：在发送序列一位或多位后的时间间隔内进行跳频。单信道调制(FH)系统数据跳频信号调制器振荡器码时钟频率合成器PN码生成器发射机带宽滤波频率合成器PN码生成器解调器BPF同步系统解跳信号数据跳频信号接收机2.4.4直扩的性能K个用户接入的直扩系统，Ts/Tc=N，第k个用户的传输信号表达式为PNk(t)cos(

ct+k)

1

k

PN1(t)cos(

ct+1)m1(t)mk(t)r(t)…CDMA扩频系统k个用户模型单个用户接收机接收过程是通过对信号序列进行参量估计得出结果。对第一个用户的第i位进行的变量估计为

判决r(t)PN1(t)2cos(

ct+1)m’(t)若m1,i=-1，Zi(1)>0，则错误概率为P[Zi(1)>0|m1,i=-1]由于接收信号r(t)是信号的线性集成，则Zi(1)可以表示为I1：是第一个用户接收到的信号响应。

：是除第一个用户外，其余K-1个用户造成的总接入干扰。：是反映其它噪声影响的高斯随机变量。的均值为零，方差为E[2]=N0Ts/4。Ik表示来自第k个用户的干扰假设Ik是由第k个干扰在某一整位N个时间的随机组成，则是随机过程。采用高斯表达式得到平均误比特率为

若Eb/N0趋向于无穷大，则上式为Pe是错误率的低线，是假设个各接入干扰强度大小相同的情况，没有考虑“远近效应”和系统的热噪声等。2.4.5跳频扩频的性能

在FH-SS系统中，几个用户独立地采用2FSK调制在它们的频带上跳跃。假设任何两个用户不会在同一个信道中发生冲突，则2FSK系统的误比特率为若两个信号发生冲突，则按0.5的概率进行分配，总的错误概率为Ph：碰撞概率（可预先得到）。若有M个信道，那么在用户的接收信道时间片上有1/M的发生碰撞的可能性。若有(K-1)个用户干扰，那么在接收信道上，至少有发生一个冲突的可能性，此时，Ph为若M很大，则当K=1特殊情况下，错误概率如式(2-81)所示，是一个标准的2FSK错误概率。假设Eb/N0趋向于无穷大，式(2-84)表示为给出了对多重干扰来说，不可避免的错误概率以上的分析是假设用户的跳频会同步发生的，称为时隙跳频。多数FH-SS系统并非如此，即使两个独立用户的时钟能够同步，不同的传输路径会造成不同的时延，因此异步情况下，发生冲突的可能性为Nb：每次跳变的传输数据数。将式(2-86)与（2-83）比较，异步情况下发生冲突的概率增大，在异步情况下，错误概率为与DS-SS系统相比，FH-SS系统的优点能抗“远近效应”，但不能完全避免。信号一般不使用同一频率，接收机的功率不像DS-SS那样要求的严格。改进在传输中加入纠错码，不仅可以改善“远近效应”的影响，而且可以在偶尔发生冲突时，提高系统的性能。2.5多址方式用于多信道共用。多信道共用是指在网内的大量用户共享若干无限信道。多址技术：主要解决多用户如何高效共享给定频谱资源问题。常规的多址方式有三种：频分多址(FDMA)时分多址(TDMA)码分多址(CDMA)频分多址：是将给定的频谱资源划分为若干个等间隔的频道（或称信道），供不同的用户使用。2.5.1频分多址(FDMA)信道1信道N信道带宽功率时间信道1信道N信道2信道2收发间隔移动台收（基站发）移动台发（基站收）信道带宽：在模拟移动通信系统，它通常等于传输一路模拟话音所需的带宽。如25kH或30kHz.收发间隔：|f-F|，f为接受频率，F为发射频率。在频分双工(FDD)通信中，fF。为了避免同一部电台间的干扰，|f-F|必须大于一定的数值。如800MHz频段，收发间隔常为45MHz。2.5.2时分多址时分多址：是把时间分割成周期性的贞，每一个贞在分割成若干个时隙。贞和时隙都是不重叠的。在频分双工(FDD)方式中，上行链路（移动台到基站）和下行链路（基站到移动台）的幀分别在不同的频率上。在时分双工(TDD)方式中，上下行贞在相同的频率上，各移动台在上下行贞内只能按指定的时隙向基站发送信号。下行贞CHNCH2CH1…CHN…CH2CH1CH2上行贞时间CH1CHN时隙下行贞频率功率TDMA示意图基站按顺序在预定的时隙中向各移动台发送信息。保护间隔：由于传输移动信号有时延，为保证各移动台到达基站处的信号不重叠，通常在上行时隙内有保护间隔，在该间隔内不传输信号。贞长和贞结构

贞长：

GSM系统：4.6ms(每贞8时隙）

DECT系统：10ms(每贞24时隙）

PACS系统：2.5ms(每贞8时隙）贞结构：

在FDD方式中，上下行链路的幀结构可以相同，也可以不同。

在TDD方式中，通常将某一频率上的一贞中一半的时隙用于移动台发，另一半的时隙用于移动台收，收发工作在同一频率上进行。

一幀

时隙123……N信息保护典型结构1典型结构2典型的时隙结构同步控制信息训练信息保护时隙结构的设计三个主要问题：控制和信令的传输信道的多径的影响系统的同步解决措施：每个时隙中，专门划出部分比特用于控制和信令信息的传输。为便于接收端利用均衡器来克服多径引起的码间干扰，在时隙中插入自适应均衡器所需的训练序列。3.在上行链路的每一个时隙中留出一定的保护间隔，即每个时隙中传输信号的时间小于时隙的长度。为了便于接收端的同步，在每个时隙中要传输同步序列。同步序列和训练序列可以合二为一。2.5.3码分多址(CDMA)码分多址：以扩频信号为基础，利用不同的码型实现不同用户的信息传输。采用直接序列扩频技术所对应的多址方式为直扩码分多址(DS-CDMA);采用跳频扩频技术所对应的多址方式为跳频码分多址(FH-CDMA).下行链路采用的正交序列为Walsh序列，来区分不同信道。Walsh序列的长度为64时，可以有64个正交序列，可以产生64个逻辑信道。使用正交序列的要求：各序列之间完全同步。因此用于基站到移动台的下行链路。移动台到基站的上行链路，通常采用准正交的PN序列如m序列、gold序列，来区分不同用户（或信道）。如采用周期为242-1长的m序列形成接入信道和业务信道。导频信道寻呼信道寻呼信道业务信道业务信道业务信道业务信道业务信道同步信道CDMA下行链路（信道）（1.23MHz)171n242555W0W32W1W7W8W31W33W65业务数据控制子信道(a)基站到移动台的下行链路接入信道接入信道业务信道业务信道业务信道用户地址1n1255(b)移动台到基站的上行链路导频信道：用于传送导频信息。同步信道：用于传送同步信息。寻呼信道：供基站在呼叫建立阶段传输控制信息。接入信道：与正向传输(基站到移动台）的寻户信道相对应，提供移动台到基站的传输通路。供移动台发起呼叫、对基站的寻呼进行响应及向基站发送登记注册信息等。DS-CDMA系统的两个重要特点：存在自身多址干扰。必须采取功率控制方法克服“远近效应”。1、Geniusonlymeanshard-workingallone'slife.(Mendeleyer,RussianChemist)

天才只意味着终身不懈的努力。20.8.58.5.202011:0311:03:10Aug-2011:032、Ourdestinyoffersnotonlythecupofdespair,butthechaliceofopportunity.(RichardNixon,AmericanPresident)命运给予我们的不是失望之酒，而是机会之杯。二〇二〇年八月五日2020年8月5日星期三3、Patienceisbitter,butitsfruitissweet.(JeanJacquesRousseau,Frenchthinker)忍耐是痛苦的，但它的果实是甜蜜的。11:038.5.202011:038.5.202011:0311:03:108.5.202011:038.5.20204、Allthatyoudo,dowithyourmight;thingsdonebyhalvesareneverdoneright.----R.H.Stoddard,Americanpoet做一切事都应尽力而为，半途而废永远不行8.5.20208.5.202011:0311:0311:03:1011:03:105、Youhavetobelieveinyourself.That'sthesecretofsuccess.----CharlesChaplin人必须相信自己，这是成功的秘诀。-Wednesday,August5,2020August20Wednesday,August5,20208/5/20206、Almostanysituation---goodorbad---isaffectedbytheattitudewebringto.----LuciusAnnausSeneca差不多任何一种处境---无论是好是坏---都受到我们对待处境态度的影响。11时3分11时3分5-Aug-208.5.20207、Althoughtheworldisfullofsuffering,itisfullalsooftheovercomingofit.----HellenKeller,Americanwriter虽然世界多苦难，但是苦难总是能战胜的。20.8.520.8.520.8.5。2020年8月5日星期三二〇二〇年八月五日8、Formanismanandmasterofhisfate.----Tennyson人就是人，是自己命运的主人11:0311:03:108.5.2020We