《自动控制原理与应用》课件第7章

第7章直流脉宽调速系统7.1直流脉宽调制电路的工作原理

7.2脉宽调速系统的控制电路

7.3直流脉宽PWM调速系统的仿真7.1直流脉宽调制电路的工作原理

7.1.1不可逆PWM变换器不可逆PWM变换器就是直流斩波器，其电路原理图如图7－1所示。它采用了全控式的电力晶体管，开关频率可达4kHz。直流电压Us由不可控整流电源提供，采用大电容C滤波，二极管VD在晶体管VT关断时为电枢回路提供释放电感储能的续流回路。图7-1不可逆PWM变换器电路原理图

大功率晶体管VT的基极由脉宽可调的脉冲电压ub驱动，当ub为正时，VT饱和导通，电源电压Us通过VT的集电极回路加到电动机电枢两端；当ub为负时，VT截止，电动机电枢两端无外加电压，电枢的磁场能量经二极管VD释放(续流)。电动机电枢两端得到的电压UAB为脉冲波，其平均电压为式中ρ=ton/T为一个周期T中，大功率晶体管导通时间的比率，称为负载电压系数或占空比，ρ的变化范围在0～1之间。一般情况下周期T固定不变，当调节ton，使ton在0～T范围内变化时，则电动机电枢端电压Ud在0～Us之间变化，而且始终为正，因此，电动机只能单方向旋转，为不可逆调速系统。这种调节方法也称为定频调宽法。图7-2所示为稳态时电动机电枢的脉冲端电压ud、电枢电压平均值Ud、电动机反电势E和电枢电流id的波形。由于晶体管开关频率较高，利用二极管VD的续流作用，电枢电流id是连续的，而且脉动幅值不是很大，对转速和反电势的影响都很小，可忽略不计，即认为转速和反电势为恒值。图7-2电压和电流波形图

7.1.2可逆PWM变换器

1.双极式PWM变换器双极式PWM变换器主电路的结构形式有H型和T型两种，我们主要讨论常用的H型变换器。如图7-3所示，双极式H型PWM变换器由四个晶体管和四个二极管组成，其连接形状如同字母H，因此称为“H型”PWM变换器。它实际上是两组不可逆PWM变换器电路的组合。图7-3

双极式H型PWM变换器原理图

H形可逆输出的PWM脉宽调制电路，根据输出电压波形的极性可分为双极性和单极性两种方式。双极性和单极性的电路连接形式是一样的，如图7-3所示，区别只是四个晶体管基极驱动信号的极性不同。在图7-3所示的电路中，四个晶体管的基极驱动电压分为两组，VT1和VT4同时导通和关断，其驱动电压ub1=ub4；VT2和VT3同时导通和关断，其驱动电压ub2=ub3=－ub1，它们的波形如图7-4所示。在一个周期内，当0≤t<ton时，ub1和ub4为正，晶体管VT1和VT4饱和导通；而ub2和ub3为负，VT2和VT3截止，这时，电动机电枢AB两端电压uAB=+Us，电枢电流id从电源Us的正极→VT1→电动机电枢→VT4→到电源Us的负极。当ton≤t<T时，ub1和ub4变负，VT1和VT4截止；ub2和ub3变正，但VT2和VT3并不能立即导通，因为在电动机电枢电感向电源Us释放能量的作用下，电流id沿回路2经VD2和VD3形成续流，在VD2和VD3上的压降使VT2和VT3的集电极-射极间承受反压，当id过零后，VT2和VT3导通，id反向增加，到t=T时id达到反向最大值，这期间电枢AB两端电压uAB=－Us。图7-4双极式PWM变换器电压电流波形图由于电枢两端电压uAB的正负变化，使得电枢电流波形根据负载大小分为两种情况。当负载电流较大时，电流id的波形如图7-4中的id1，由于平均负载电流大，在续流阶段(ton<t<T)电流仍维持正方向，电动机工作在正向电动状态；当负载电流较小时，电流id的波形如图7－4中的id2，由于平均负载电流小，在续流阶段，电流很快衰减到零，于是VT2和VT3的c-e极间反向电压消失，VT2和VT3导通，电枢电流反向，id从电源Us正极→VT2→电动机电枢→VT3→电源Us负极，电动机处在制动状态。同理，在0≤t<ton期间，电流也有一次倒向。由于在一个周期内，电枢两端电压正负相间，即在0≤t<ton期间为+Us，在ton≤t<T期间为-Us,所以称为双极性PWM变换器。利用双极性PWM变换器，我们只要控制其正负脉冲电压的宽窄，就能实现电动机的正转和反转。当正脉冲较宽时(ton>T/2)，则电枢两端平均电压为正，电动机正转；当正脉冲较窄时(ton<T/2)，电枢两端平均电压为负，电动机反转；如果正负脉冲电压宽度相等(ton=T/2)，平均电压为零，则电动机停止。此时电动机的停止与四个晶体管都不导通时的停止是有区别的，四个晶体管都不导通时的停止是真正的停止。平均电压为零时的电动机停止，电动机虽然不动，但电动机电枢两端瞬时电压值和瞬时电流值都不为零，而是交变的，电流平均值为零，不产生平均力矩，但电动机带有高频微振，因此能克服静摩擦阻力，消除正、反向的静摩擦死区。双极性可逆PWM变换器电枢平均端电压可用公式表示为

以ρ=Ud/Us来定义PWM电压的占空比，则ρ与ton的关系为调速时，ρ的变化范围变成-1≤ρ≤1。当ρ为正值时，电动机正转；当ρ为负值时，电动机反转；当ρ＝0时，电动机停止。双极式PWM变换器的优点是：电流连续，可使电动机在四个象限中运行，电动机停止时，有微振电流，能消除静摩擦死区，低速时每个晶体管的驱动脉冲仍较宽，有利于晶体管的可靠导通，平稳性好，调速范围大。双极式PWM变换器的缺点是：在工作过程中，四个大功率晶体管都处于开关状态，开关损耗大，且容易发生上、下两管同时导通的事故，降低了系统的可靠性。为了防止双极式PWM变换器的上、下两管同时导通，可在一管关断和另一管导通的驱动脉冲之间，

设置逻辑延时环节。

2.单极式PWM变换器单极式PWM变换器的电路和双极式PWM变换器的电路一样，只是驱动脉冲信号不一样。在单极式PWM变换器中，四个晶体管基极的驱动电压是：左边两管VT1和VT2的驱动脉冲ub1=-ub2，具有与双极式一样的正负交替的脉冲波形；使VT1和VT2交替导通。右边两管VT3和VT4的驱动脉冲与双极性时不同，改成因电动机的转向不同而施加不同的直流控制信号。如果电动机正转，就使ub3恒为负、ub4恒为正，使VT3截止、VT4饱和导通，VT1和VT2仍工作在交替开关状态。这样，在0≤t≤ton期间，电动机电枢两端电压uAB=Us，而在ton≤t≤T期间，uAB=0。在一个周期内电动机电枢两端电压uAB总是大于零的，所以称为单极式PWM变换器。电动机正转时的电压电流波形如图7－5所示。图7-5单极式PWM变换器电压电流波形

如果希望电动机反转，就使ub3恒为正、ub4恒为负，使VT3饱和导通、VT4截止，VT1和VT2仍工作在交替开关状态。这样，在0≤t≤ton期间，电动机电枢两端电压uAB=0，而在ton≤t≤T期间，uAB=－Us。由于单极式PWM变换器的VT3、VT4二者中总有一个常通，而另一个截止，这一对开关元件无须频繁交替导通，因而减少了开关损耗和上、下管同时导通的几率，可靠性得到了提高。同时，当电动机停止工作时，Ud=0，其瞬时值也为零，因而空载损耗也减少了。但此电路无高频微振，启动较慢，其低速性能不如双极性的好。

3.受限单极式PWM变换器在单极式PWM变换器电路中有一对晶体管开关元件VT1和VT2交替导通，仍有上、下管直通的危险。如果将控制方式进行适当的改进，当电动机正转时，让ub2恒为负，使VT2一直截止，VT1则处于开关工作状态；当电动机反转时，让ub1恒为负，使VT1一直截止，VT2处于开关工作状态，其它晶体管的驱动信号与单极式电路相同，这样就不会产生上、下管直通的故障了，这种控制方式称为受限单极式。7.2脉宽调速系统的控制电路

直流脉宽调速系统的原理图如图7-6所示，由主电路和控制电路两部分组成，采用转速、电流双闭环控制方案，转速调节器和电流调节器均为PI调节器，转速反馈信号由直流测速发电机得到，电流反馈信号由霍尔电流变换器得到，这部分的工作原理与前面介绍的双闭环调速系统相同。主电路采用PWM变换器供电，主要有脉宽调制器UPW、调制波发生器GM、逻辑延时电路DLD和电力晶体管基极驱动器CD组成，其中关键的部件是脉宽调制器。图7-6直流脉宽调速系统的原理图

7.2.1直流脉宽调制器

在直流脉宽调速系统中，晶体管基极的驱动信号是脉冲宽度可调的电压信号。脉宽调制器实际上是一种电压—脉冲变换器装置，由电流调节器的输出电压Uc控制，给PWM装置输出脉冲电压信号，其脉冲宽度和Uc成正比。常用的脉宽调制器有以下几种：①用锯齿波作调制信号的锯齿波脉宽调制器；②用三角波作调制信号的三角波脉宽调制器；③用多谐振荡器和单稳态触发电路组成的脉宽调制器；④数字脉宽调制器。图7-7锯齿波脉宽调制器原理图

锯齿波脉宽调制器是一个由运算放大器和几个输入信号组成的电压比较器，如图7-7所示。图7-7中，加在运算放大器反相输入端上的有3个输入信号，一个输入信号是锯齿波调制信号Usa，由锯齿波发生器提供，其频率是主电路所需的开关调制频率，一般为1～4kHz；另一个输入信号是控制电压Uc，是系统的给定信号经转速调节器、电流调节器输出的直流控制电压，其极性与大小随时可变，Uc与Usa在运算放大器的输入端叠加，从而在运算放大器的输出端得到周期不变、脉冲宽度可变的调制输出电压Upw；为了得到双极性脉宽调制电路所需的控制信号，再在运算放大器的输入端引入第三个输入信号——负偏移电压Up，其值为 ，这样：当Uc=0时，输出脉冲电压Upw的正负脉冲宽度相等，如图7－8(a)所示。当Uc>0时，+Uc的作用和-Up相减，经运算放大器倒相后，输出脉冲电压Upw的正半波变窄，负半波变宽，如图7-8(b)所示。当Uc<0时，-Uc的作用和-Up相加，则情况相反，输出脉冲电压Upw的正半波增宽，负半波变窄，如图7-8(c)所示。这样，通过改变控制电压Uc的极性，也就改变了双极式PWM变换器输出平均电压的极性，因而可改变电动机的转向。通过改变控制电压Uc的大小，则就能改变输出脉冲电压的宽度，从而改变电动机的转速。图7-8锯齿波脉宽调制器波形图

7.2.2逻辑延时电路在可逆PWM变换器中，由于晶体管的关断过程中有一段存储时间和电流下降时间，总称关断时间，在这段时间内晶体管并未完全关断。如果在此期间另一个晶体管已经导通，则将造成上、下两管直通，从而使电源正负极短路。为了避免发生这种情况，在系统中设置了由RC电路构成的逻辑延时电路DLD，保证在对一个管子发出关闭脉冲后，延时一段时间后再发出对另一个管子的开通脉冲。由于晶体管导通时也存在开通时间，所以，延时时间只要大于晶体管的存储时间就可以了。

7.2.3基极驱动器和保护电路脉宽调制器输出的脉冲信号一般功率较小，不能用来直接驱动主电路的晶体管，必须经过基极驱动器的功率放大，以确保晶体管在开通时能迅速达到饱和导通，关断时能迅速截止。基极驱动器的每个开关过程包含三个阶段，即开通、饱和导通和关断。在采用大功率晶体管的电机拖动电路中，电源容量很大，如果大功率晶体管损坏了，就有可能在基极回路中流过很大的电流，为了防止晶体管故障时损害基极电路，晶体管的驱动电路必须要有快速自动保护功能。现在，有专门的驱动保护集成电路，如法国汤姆逊（THOMSON）公司生产的UAA4002芯片，可以实现对功率晶体管的最优基极驱动，同时实现对开关晶体管的非集中保护。UAA4002芯片的原理框图如图7-9所示。

图7-9UAA4002原理框图

1.UAA4002的特点

①标准的16脚双排直插式结构。②UAA4002将接收到的以逻辑信号输入的导通信号转变为加到功率晶体管上的基极电流，这一基极电流可以自动调节，保证晶体管总处于准饱和状态。UAA4002输出的最大电流为0.5A，也可以外接晶体管扩大。③UAA4002可给晶体管加-3A的反向基极电流，保证晶体管快速关断。这个负的基极电流亦可通过外接晶体管扩大。

④UAA4002内装高速逻辑处理器保护晶体管，监控导通期间晶体管集—射极电压和集电极电流，亦监控集成电路的正负电源电压和芯片温度，对被驱动的晶体管实现就地保护(非集中保护)，无需经隔离环节，所以执行快速、保护准确。保护功能包括：过流保护，退饱和保护(1～5.5V，由用户设定)；最小导通时间限制（最小导通时间在1～12μs之间，由用户设定)，最大导通时间限制；正向驱动电源电压监控(小于7V时保护，不可调)；负驱动电源电压监控(保护值由用户设定)；芯片过热保护(保护UAA4002本身)。⑤可外接抗饱和二极管。⑥与通常的驱动模块不一样，其输入端可接收电平信号和交变脉冲信号，如果需要对输入端隔离，可外加光电耦合器或微分变压器。

2.管脚功能和参数确定如图7-9所示，管脚的功能和参数如下：脚14接正电源（推荐值为+10V）。脚2接负电源（推荐值为-5V）。脚9接地。脚1通过一小电感L接被驱动功率晶体管基极，输出反向基极关断电流IB2。脚3为封锁端，高电位时封锁输出信号，零电位时解除封锁。

脚4为输入方式选择端，高电平时选用电平方式，低电平时选用脉冲方式。选用电平方式时可将脚4悬空或通过一阻值不小于47kΩ的电阻接正电源UCC。脉冲方式用在控制电路必须电隔离的场合，UAA4002由交变脉冲控制，其方法是将脚4直接接地（接脚9)，此时加到输入端的控制信号幅度至少为±2V，并低于电源正负电压UCC和U-，即用此方式，负电源电压U-的绝对值必须大于2.5V。脚5为输入端。脚6通过电阻R-接负电源(脚2)。R-与RT的值决定负电源欠压保护的门槛电压|U-|min，其关系为若不用此功能，

脚6可直接接地或接负电源。

脚7通过电阻RT接地，RT的值决定管子最小导通时间ton(min)(μs)，两者关系为ton(min)=0.06RT(kΩ)。ton(min)可在1～12μs之间调节。脚8通过电容CT接地。CT、RT值决定管子最大导通时间ton(max)，其关系为ton(max)(μs)=2RT(kΩ)×CT(nF)。如最大导通时间不限制，可将脚8直接接地。脚10通过电阻RD接地，可使输出端电压的前沿相对输入端电压的前沿延迟TD，其关系为TD(μs)=0.05RD(kΩ)。TD值可在1～20μs范围内调节。若不采用延迟功能，可将脚10直接接正电源UCC。脚11通过电阻RSD接地。RSD上的电压值由下式决定：UBSD=10RSD/RT(V)，当从脚13引入的管压降UCE>URSD时，饱和动作。URSD可在1～5.5V间调节。如脚11开路，其电位自动限制在5.5V。如放弃过饱和保护，可将脚11直接接负电源。脚12为电流信号输入端，其电压值为负。当低于-0.2V时过流保护动作。脚13通过抗饱和二极管接至被驱动功率晶体管集电极。脚15通过电阻R接正电源UCC，其阻值决定正向基极驱动电流

式中：UBE(GTR)为被驱动功率管GTR的b、e间压降；UCE为UAA4002内部输出级U1的饱和压降。脚16通过一小电阻RB接被驱动功率晶体管基极，输出正向基极驱动电流IB1。

7.2.4由PWM集成芯片组成的直流脉宽调速系统

1.SG1731芯片简介

SG1731是美国SiliconGeneral公司针对直流电动机PWM控制而设计的单片IC，也可用于液压PWM控制。该芯片内置三角波发生器、误差运算放大器、比较器及桥式功放电路等。其原理是把一个直流电压与三角波叠加形成脉宽调制方波，加到桥式功放电路上输出。SG1731的管脚排列和内部结构如图7-10所示。

图7-10SG1731的管脚排列和内部结构图(a)管脚排列；(b)内部结构

SG1731管脚的基本功能如下：①16脚和9脚接电源±Us(±3.5～±15V)，用于芯片的控制电路。②14脚和11脚接电源±U0(±2.5～±22V)，用于桥式功放电路。③比较器A1、A2，双向恒流源及外接电容C组成三角波发生器，其振荡频率f由电容C和外供正负参考电压2uΔ+、2uΔ-(2脚和7脚)决定：式中:Δu=2uΔ+-2uΔ-。④A3为偏差放大器，3脚为正相输入端，4脚为反相输入端，5脚为输出端。⑤A4、A5为比较器，外加电压+UT、-UT为正负门槛电压。⑥15脚为关断控制端，当该输入端为低电平时，封锁输出信号。⑦10脚为芯片片基，6脚外接电容后接地。

2.由SG1731组成的直流调速系统如图7-11所示为SG1731组成的直流调速系统。SG1731的12脚、13脚可输出±100mA的电流。图7-11SG1731组成的PWM直流调速系统7.2.5由单片机控制的直流脉宽调速系统直流脉宽调速系统的控制，也可由单片微机来实现。由单片微机控制的直流可逆调速系统的原理图如图7-12所示。图7-12单片机控制的直流可逆调速系统原理图

系统主电路由四个大功率晶体管模块VT1～VT4构成H型脉宽调制电路，VD1～VD4分别集成在晶体管模块VT1～VT4内部，起续流作用，VT1～VT4上并联的R、C和VD为过电压吸收电路。直流电源由不可控整流电路提供，RL为限流电阻，用以限制开始给电时的充电电流值，然后由KM闭合将RL切除，R1、R2为均压电阻。控制电路为转速电流双闭环系统，转速反馈信号由测速发电机得到，经A/D转换后送入单片机系统；电流反馈信号由霍尔电流传感器得到，经A/D转换后送到单片机系统。单片机系统的输出分别接到M1～M4，M1～M4分别为VT1～VT4的驱动模块，内部含有光电隔离电路和开关放大电路。转速给定信号经A/D转换后送入单片机系统，调节转速给定信号的大小，即改变占空比ρ(ρ=t1/T)的大小。脉宽调制电路由单片机实现，单片机根据给定的占空比，由软件编程来实现脉冲宽度函数。脉冲宽度函数如图7-13所示，t1为导通时间，t2=T－t1为断开时间，T为脉冲宽度函数的周期。实现脉冲宽度调制函数的软件可通过改变延时t1及t2来改变占空比。编制方法在此略去，有兴趣者可以参阅相关书籍。驱动器将脉冲宽度波形加以放大，以便控制PWM变换器的接通或断开。图7-13脉冲宽度函数示意图

7.3直流脉宽PWM调速系统的仿真7.3.1单闭环PWM可逆直流调速系统的仿真转速闭环调节系统是一种基本的反馈控制系统，系统结构如图7-14所示。其中，ASR是转速调节器，一般采用PI控制，UPW为PWM波生成环节，其算法由软件确定，GD为驱动电路模块，UR为二极管整流桥，UPEM为H桥主电路，M为直流电动机，TG为测速电机。图7-14转速闭环PWM调节系统结构对该单闭环速度反馈PWM直流调速系统采用定性仿真，仿真模型如图7-15所示。其中，转速调节器采用PI控制器，PI参数设置Kp为1，Ki为5，输出限幅为［10，－10］（V）；二极管整流部分用直流电