第七章微波有源电路1

微波工程导论

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1内容提要7.1微波有源器件与网络描述7.1.1微波固态有源器件简介7.1.2微波单元电路及其制造7.2微波晶体管放大器的主要技术指标7.3微波低噪声放大器的设计7.3.1晶体管放大器的噪声特性7.3.2窄带低噪声放大器的设计7.4微波功率放大器7.4.1功率放大器的主要技术指标7.4.2大信号甲类功率放大器的设计7.5微波固态振荡器7.5.1简介7.5.2基本原理和技术指标7.5.3晶体管振荡器7.5.4介质谐振器振荡器7.5.5YIG调谐宽频带振荡器27.6微波调制器与控制电路7.6.1微波开关器件7.6.2微波移相器7.7微波混频器与倍频器7.7.1微波混频器的基本原理7.7.2微波混频器的主要技术指标7.7.3几种典型的微波混频器7.7.4微波倍频器的简单介绍7.8射频/微波收发前端7.8.1射频/微波发射机7.8.2射频/微波接收机7.9微波电路的CAD7.9.1常用的微波电路CAD软件7.9.2微波电路计算辅助设计-简介7.10微波电路测量技术7.10.1常用的微波测试设备7.10.2几种常见的微波参数测量方法7.1.1微波固态有源器件简介目前应用最多的器件是硅双极晶体管（简写为BJTs）、砷化镓金属半导体场效应管（GaAsMESFETs，简写为FETs）、GaAs和InP的高电子迁移率晶体管（HEMTs）、SiGe和GaAs两者的异质结双极晶体管（HBTs）等。硅双极晶体管有较低的漏电流和低的1/f噪声，只需单个电源供电，而且十分便宜，因此市场占有率高，用于放大器可工作于2-10GHz，用于振荡器可到20GHz。FETs和HEMTs有很高的工作频率，低的噪声系数，极好的开关特性，高的功率输出和在较低工作电压上有较高转换效率的能力。因此，作为单个分离的晶体管，FETs广泛用于低噪声放大、宽带放大、中功率和高功率高效率放大器、混频器、倍频器、开关电路和增益控制电路中。由于异质结构的应用而改善了电荷的转移特性（如在HEMTs中），或p-n结注入特性（如HBTs）HEMTs和HBTs器件为微波和毫米波的IC应用提供了潜在的优点。应用新颖结构生产的单片微波集成电路（MMICs）较大地改善噪声性能和高频工作（直至200GHz）。7.1

微波有源器件与网络描述37.1.2微波单元电路及其制造微波单元电路微波前端应用的固态器件包括肖特基二极管、PIN管和晶体管。而晶体管包括BJTs、FETs、MOSFETs、HBTs和HEMTs。在微波和毫米波电路中应用这些器件的电路包括放大器、振荡器、倍频器、混频器、开关、移相器、衰减器、调制器、限幅器及其它的应用。应用混合MIC技术制造的电路尺寸较PCB小，并可工作至毫米波频率。在制造单片微波集成电路（MMIC）中，所有有源和无源电路元件及其的互相连接是在一半导体绝缘基片（通常为GaAs）的表面上一起形成的。MMIC特点目前生产的MMICs多数工作于0.5-40GHz的频段。而覆盖毫米波的从30到200GHz的应用正在增加。单片集成技术特别适用于毫米波应用。MMICs的优点是费用低、尺寸小、重量轻、电路设计灵活、频带宽、可大批量生产、封装简单、改善生产中的重复性、抗辐射、改善可靠性、通用性好等。4设计微波放大器时所考虑的主要问题:放大器的功率增益噪声系数放大器的稳定性输出功率输出端的驻波比对功率放大器的效率等。7.2微波晶体管放大器的主要技术指标5四个反射系数为

源的反射系数输入端反射系数输出端反射系数负载反射系数这四个参数既各自独立又有一定关联。例如，负载改变，将改变，输入反射系数也跟着改变，但输出反射系数和源的反射系数并不改变。相似地，如源阻抗改变、将改变，跟着改变，但和并不改变。6图中标出四种类型的功率量：

Pa为由信号源给出的可用功率；

Pin为实际交付给网络（器件）的功率；

Pout为网络输出的可用功率；

PL为实际交付给负载的功率。（1）功率增益实际应用中有转换功率增益、可用功率增益和工作增益。转换功率增益定义为负载吸收的功率与信号输出的可用功率之比，即可用功率增益定义为网络输出的可用功率与源输出的可用功率之比，即工作功率增益定义为实际交给负载的功率对输入到网络的功率之比，即7对输入和输出端口，入射波和反射波的关系为联立求解得：同理有：交付给网络的平均功率为：交付给负载的功率为：参考图可写出向着源和向着负载看去的反射系数分别为8源的可用功率

是可交付给网络的最大功率，它是当网络的输入阻抗与源阻抗共轭匹配时出现

9同理，网络输出的可用功率

是可交付给负载的最大功率

可得有关功率增益的计算式1、可用功率增益为102、工作功率增益为3、转换功率增益为对转换功率增益还可以导出另外两个等效的公式

式中假定网络是单向的，即=0，因此S11和S22，将之代入上式得：可以认为它们是三个独立的增益，这使分析和设计简单化，既可以分别设计，也可综合考虑。其中，GS和GL分别表示输入输出匹配网络的增益或损耗。1）单向转换功率增益（转换功率增益的特定情形）

11我们可以使输入反射系数和输出反射系数达到最佳，使输入和输出匹配电路达到最大增益。即如果满足和的同时满足共轭匹配条件，则转换功率增益达到最大，并称之为最大单向增益，其值为2）最大单向增益1213（2）、噪声特性对一个微波放大器，无信号输入时还可以测量到小的输出信号，这是放大器的噪声。放大器总的输出噪声功率由输入到放大器的噪声和放大器本身的噪声两部分组成。图中表示一个有噪声的二端口微波放大器的模型。输入到放大器的噪声功率可以用一噪声电阻来模拟。这一噪声是电阻器内电子随机运动而产生的热噪声，由电阻

产生的最大噪声功率为

式中

，T是电阻的噪声温度，以K（开尔文）表示；B是噪声带宽。注意有效的噪声功率与电阻值的大小无关。思考：温度T的环境噪声基底为-174dBm，如何得来？输入到放大器的噪声功率可以用一噪声电阻来模拟。这一噪声是电阻器内电子随机运动而产生的热噪声，由电阻产生的最大噪声功率为：对一个微波放大器，无信号输入时还可以测量到小的输出信号，这是放大器的噪声。放大器总的输出噪声功率由输入到放大器的噪声和放大器本身的噪声两部分组成。如果放大器没有噪声，则141）噪声系数

15既然热噪声相对于电阻是恒定的并正比于绝对温度，因此以温度为单位表征噪声功率。考虑图示的放大器，对阻抗为任意值（典型情况是源阻抗及负载阻抗为50欧姆）时的输出噪声功率为

是室温（一般

）和

为无噪声

放大器的噪声温度，当源阻抗是在

时

噪声系数通常以分贝表示一般任何有噪声的二端口网络可以用一噪声电压和一噪声电流源连接于无噪声网络的输入端口来表示。如果电路表现为电压噪声为主，用一高阻抗的源将使噪声信号的传输最小；但是如果是电流噪声为主，用低阻抗源将使噪声信号的传输最小。当两种噪声源都必须考虑时，在特定的源导纳或源阻抗时，电路的噪声系数将最小，这种情况的源导纳称为最佳源导纳。或注意：最大单向增益匹配与最佳噪声匹配不一致。2）最佳噪声匹配16式中，

为源导纳；

为最小噪声系数；为给出最小噪声系数的源导纳，

放大器的稳定性可以通过二端口的参数、输入和输出匹配网络及终端阻抗等来检验。放大器的稳定可以是无条件（绝对的）稳定或有条件稳定。在给定的频率下，如果输入和输出阻抗的实部是正的，即<1和<1（反射波的幅度减小），这种情况是无条件稳定的，此时，不管源阻抗和负载阻抗为任何值，放大器都是稳定的。否则，如果源和负载阻抗只能在特定的范围内选择，超出该特定范围可能出现源和负载阻抗的实部为负，而>1或>1（反射波的幅度增大）的振荡状态，则放大器是有条件稳定的。(3)、放大器的稳定性

17

绝对稳定条件可以用反射系数表示为：

（7.2-26）

现令=1和=1作为稳定与不稳定的边界条件，为了对边界条件求解，可以把上式中的有关参量表示为复数的形式：1）稳定圆1822将之代入（7.2-26）式的第二和第三式，

在平面上的稳定圆和在平面上的稳定圆19

输出稳定圆的稳定与不稳定区

输入稳定圆的稳定与不稳定区2021<1不同情况的稳定与不稳定区

无条件稳定放大器的稳定圆对所有无源负载和源，其绝对稳定条件可以表示为绝对稳定的必要与充足的条件可概括为式中，K称为放大器的稳定系数，也称为Rollet因数，或Rollet条件。如果知道晶体管的S参数，则据此可判断放大器是否稳定。22对给定工作条件的一个放大器，产生恒定增益所对应的阻抗在圆图上的轨迹称为恒定增益圆。（a）单向情形(=0)在单向情形下，如果或

，功率增益或达最大。其一般表示式可表示为：定义归一化功率增益因数为：2）恒定增益圆

23

式中，可以证明，以上方程式表示一族圆，该圆的圆心、半径为：用同样方法可以推导出负载边的恒定增益圆，只要把源边的参数用负载边的参数置换即可。24当不能忽略时，要求最大转换功率增益的条件为其中，对上两式求解，得到同时共轭匹配的和的值用和标记，在同时共轭匹配条件下，最大转换功率增益为（b）双向情形的共轭匹配()

25当K很大时，很大的稳定性余量使最大增益趋向于零。设我们所需增益用表示，则这个公式可用于在所需增益和稳定性余量之间的工程折中。当K=1时的最大转换功率增益的值定义为最大稳定增益。也称为器件的品质因数。26必须考虑无条件稳定和潜在不稳定两种情况。对无条件稳定电路，当满足和时，任何源阻抗和负载阻抗都是稳定的。（c）双向情形的恒定增益圆27对一些应用，要求噪声系数尽可能低，但最低噪声系数与最大功率增益不可能同时得到，因此在圆图上需同时画出恒定功率增益和恒定噪声系数圆，这样可以选择反射系数以给出最佳的噪声系数和功率增益。噪声系数可以用连接于网络输入端口的源导纳来表示：用源反射系数表示归一化源导纳和：3）恒定噪声系数圆28为了对给定噪声系数决定噪声系数圆，我们定义一个噪声系数参数为或上式表示一簇圆，其圆心位置和半径分别为29在单向情形下，在同一个圆图中同时表示一组恒定增益圆和一组恒定噪声系数圆时。这将为在噪声系数和功率增益之间寻找折中提供方便。利用等增益圆和等噪声系数圆设计放大器307.3.1晶体管放大器的噪声特性双极晶体管最小噪声系数的简单表达式：式中由上式可见，双极晶体管的噪声系数与工作频率的平方成正比。

7.3微波低噪声放大器31

为特征频率。如取T=290K尼逊（Nielsen）建立最佳源阻抗与最小噪声系数之间的关系式中，32

为发射极截止频率。等效噪声电阻为当时间常数

为主项时，称为基极限制条件，此时最小噪声系数为

当时间常数

为主项时，称为基极限制条件，此时最小噪声系数为

福克（FuKui）对GaAsMESFET的噪声特性的分析得出的结果广泛地被用以估算FET管的噪声系数，其有关公式为:上式的MESFET的也可以近似表示为由此可见，与f呈线性关系，这也表明，场效应管的噪声系数较双极管低。33设计单级的窄带低噪声放大器的步骤如下：①

选定一个GaAsFET，其噪声系数较设计值低，而功率增益较设计值高；②

计算其稳定系数K。③

如果K>1，选择合适的输入与输出匹配网络，包括偏压电路，并完成其设计。④

如果K<1，在反射系数平面上画出不稳定区域，并选择匹配网络以避开不稳定区域。⑤

用分析的方法或CAD工具计算放大器的性能，并检查工作频带内放大器的稳定性。⑥

这个放大器各电路元件的实现。7.3.2窄带低噪声放大器的设计34例：设计一低噪声放大器。要求放大器工作于12GHz，带宽=5%，增益8dB，噪声系数NF为2.5dB，输出驻波比为1.2，已有的低噪声场效应管的参数为：

解：仔细研究给出的晶体管参数后可知该管满足设计条件，且K>1，因此简化为对输入与输出匹配网络的设计。35对输入与输出匹配网络，最简单的电路是由两个元件构成的Γ型匹配电路，如下图输入匹配网络，必须把50Ω的源阻抗变换至。对输出匹配网络，必须将50Ω的负载阻抗变换至。匹配元件的值或者用分析的方法，或者用圆图的图解法，其值有许多种，这里给出用微带线实现的其中一种，如下图所示。在设计中要避免直流电路及旁路电容的影响。对多级低噪声放大器，前级按最低噪声系数设计，而中间级和末级按最大或平顶响应增益设计。367.3.1功率放大器的主要技术指标大信号功率放大器主要涉及:功率增益交调产物热效应等问题(1)功率增益对功率放大器，常用的功率增益定义为交付给负载的功率对输入功率之比，即

。7.4微波功率放大器37(2)1dB增益压缩点38放大器线性范围两个末端的输出功率之差称为功率放大器的动态范围，即

以dB表示的动态范围是功率放大器的一个十分重要的特性，它表示对给定的输入，放大器能很好工作于甲类工作状态的工作范围以及输出的功率。(3)动态范围dR39虽然任何放大器存在交调失真（IMD），但对工作于非线性区域的功率放大器，这一问题尤为突出。与谐波失真不同，交调失真是由两个不同频率的未调制的信号加于放大器的输入端而在放大器输出端所产生的新的频率分量的现象。

(4)交调失真（IMD）与三阶交叉点（IP3）4041对低噪声放大器或混频器，其工作区域可用低端的噪声和高端的交调失真变成不可接受时的最大功率电平所限定，对此可以表示其工作范围，称为虚拟自由动态范围。对MESFET的典型值是：。定义功率增加的效率为式中，，称为耗损效率；G为放大器的增益。对高效率放大器，单级放大器的增益要求10dB数量级或更高。

无绳电话（800～900MHz）的硅晶体管放大器，其PAE约为80%数量级。功率放大器常常设计有最佳的效率而不是最大可能的增益。

(5)PAE(Power-addedefficiency)功率增加的效率42(1)、方法1工作于大信号的甲类放大器，其所有小信号的S参数除外，其他保持不变。随功率电平和频率的增加而减小，这是由于放大器输出功率的饱和以及随频率的增加功率减小所致。此时，应用大信号的代替小信号的进行设计即可。例：某场效应管在5GHz时具有如下的小信号S参数：

，

，

，

。现调整其偏置，使其工作于大信号甲类放大，此时测得

。试设计具有最大转换功率增益的大信号甲类放大器，系统的特性阻抗为50Ω。增益的误差范围为0.5，足以满足要求。7.4.2大信号甲类功率放大器的设计43

，

在下面的计算中将用大信号的首先检验稳定条件：

和，无条件稳定。现检验单向性的假定：由于最大误差是在

，因此可以利用单向性进行设计最大增益解题思路44

45（图中的A点）得

（圆图中的B点）与源电导并联一电纳j1.4的结果是（1+j1.4）(C点)，并联的电纳由l=0.151λ的开路线提供。由C点转到B点的电长度为为串联传输线的长度。输出匹配网络的计算：

（图中D点）得对应的导纳

（图中E点）。过E点的等Γ圆与G=1的圆相交于F点，并联的电纳

输入匹配网络的计算

由F点转到E点的电长度为

为串联传输线的长度。

（2）方法246

(a)

(b)7.5.1简介微波振荡器是所有微波系统（如雷达、通信、导航、电子战等）的基本的微波能源。随着微波技术的迅速发展，要求有更好性能的振荡器，包括好的功率输出、高的直流—射频转换效率、低噪声、良好的稳定度、良好的频率调谐能力、宽的频带、小尺寸与价格低廉等。微波固态振荡器的关键是有一个负阻固态器件。适合微波振荡器应用的有Gunn（耿氏二极管或称体效应管）器件，IMPACTT(碰撞雪崩渡越时间二极管)，RTDs（谐振调谐二极管）和晶体管。Gunn和IMPACTT是仅用于微波和毫米波的二端器件。而晶体管有许多不同的类型，适用于从低的RF至微波和毫米波。在微波频段，一般应用双极晶体管、金属半导体场效应管（MESFETs）、高电子迁移率晶体管（HEMTs）和异质结双极晶体管（HBTs）。7.5微波固态振荡器47振荡频率由全部电路的谐振频率决定。谐振时总的电抗（或电纳）等于零。另外振荡条件还要求电路的净电阻（或电导）为负。7.5.2基本原理和技术指标48ZDZ0ZL阻抗变换网络

目前用于振荡器的晶体管形式很多，但目前设计的程序都是基于晶体管的S参数。一、小信号晶体管振荡器的分析7.5.3晶体管振荡器49稳定系数（与放大器相同）为第一式确保，而第二式决定振荡频率。只要在某一电压V时大于RL，则网络就处于振荡状态。换言之，当振荡器接通供电电压后，由于有噪声电平而开始振荡并逐渐加强，输出的幅度（V，I和P）连续增大直至器件因饱和效应而受到限制。50

振荡条件也可以用反射系数表示为可以证明，如果输出端口振荡，则输入端口也振荡。即如果，就说明输出端口振荡，此时，输入端口应满足的条件。51

如果TL①

选择在振荡频率上可能处于不稳定的一个晶体管。如果晶体管不是这样，可以用反馈元件使它处于不稳定状态。②

设计输入网络ZT或ΓT，在稳定圆的不稳定区中选择ZT或ΓT，使

>1。③

从ZT和晶体管的小信号S测试计算，并确认>1：

④选择合适的负载或按照如下的振荡条件选择负载：⑤

设计匹配网络将50Ω负载变换到ZL。⑥

具体电路的实现。对于大信号晶体管振荡器的设计，其设计方法基本上与小信号时相同，主要差别在于应用大信号的S参数。(2)、小信号晶体管振荡器的设计步骤52

例7.5-153振荡器设计的输入稳定圆

54

55

串联反馈BJT的振荡电路在BJT管的基极加入正反馈电感L的网络表示对于如雷达、通信发射机、导航等的本振，其振荡频率一般是固定的，且要求振荡频率对温度有低的频率漂移和低的相位噪声。为了实现这样的振荡器，除了有源器件应有在所需频率产生负阻的能力外，还需要有高Q的谐振器。在前面介绍的各种谐振器均可以在固定频率振荡器应用。金属谐振腔的Q值最高，它提供优良的相位噪声和频率稳定特性，但其体积大、费用高和不可集成，因而其应用受到限制。微带线或平面谐振器的体积小、可以集成，但其Q值低。介质谐振器（DRs）既有金属腔的高Q的特点，又有平面谐振器的小体积、可集成的优点，还具有非常高的优于的温度稳定能力。因此，它已广泛应用于低噪声、温度稳定的固定频率振荡器中。7.5.4介质谐振器振荡器5657晶体管介质谐振器的三种振荡器电路介质谐振器与微带线间的耦合微波单晶YIG(yttriumirongarnet，钇铁石榴石)是一种高Q的铁氧体谐振器，其损耗很小，而且可以用直流磁场的变化来实现宽频带的电调谐。目前已达到500MHz～50GHz的调谐范围。如将它应用于MICs中，其高的性能及合适的尺寸使它无论在民用还是在军用上都是极佳的选择，可用于滤波器、振荡器、倍频器、识别器和限幅器中。7.5.5YIG调谐宽频带振荡器58耦合电路及其等效电路

在微波毫米波系统中，为了完成某种信号处理功能，需要对微波电路参量进行调制（控制），例如控制电路的通断、衰减和相移量等等。最初的典型微波控制电路是天线收发开关，后来由于多波束雷达、相控阵雷达、电子对抗技术、微波通信和微波测量技术等方面的发展，出现了各种类型的微波控制电路，如微波开关、微波调制器、移相器、衰减器等。它们在微波设备与系统中起着日益重要的作用。

微波控制电路中常用的控制器件有微波半导体管和铁氧体器件。半导体管具有控制功率小、控制速度快以及体积小、重量轻等优点，因而在控制电路中得到广泛的应用。可作为微波半导体控制器件的主要有PIN管、变容管、肖特基二极管和场效应管等。7.6微波调制器与控制电路59

PIN二极管、场效应管及其它一些晶体管广泛地用于微波开关。PIN管有比场效应管较低的损耗和较高的功率容量，但后者在集成子系统的设计中有很大的兼容性，其消耗的功率可以忽略且费用低。7.6.1微波开关器件60(1)、微波开关器件的主要性能指标1）插损和隔离度由于开关器件在低阻抗状态的阻抗并非为零，而在高阻状态的阻值并非为无穷大，所以开关电路不是理想的“通”或“断”。实际开关电路的性能可以用插损和隔离度来表示。插损定义为理想开关在“接通”状态交付给负载的功率与实际开关在“接通”状态交付给负载的功率之比，以分贝表示。式中表示信号源所产生的最大资用功率，即信号源与负载匹配时所产生的功率；是当PIN管存在时负载所得的实际功率。如果是在开关接通状态下求得的负载功率，则上式代表插损，如果是在开关隔离状态下求得的负载功率，则上式代表开关的隔离度。插损与隔离度还可以用散射参量表示为：开关插损和隔离度的具体数值决定于具体开关器件及电路类型与结构。612）开关时间开关时间是指开关从断开到闭合状态以及从闭合到断开状态所需的时间，它是电控开关尤其是微波开关的重要指标。3）功率容量开关的功率容量与PIN管的功率容量和开关电路的结构有关，PIN管的功率容量受限制的主要因素有两方面：管子导通时所允许的最大功耗及管子截止时反向击穿电压。621）单刀单掷开关（SPST）有两种基本的电路形式可以用作单刀单掷开关以控制微波信号流的通断。(2)、开关的型式及设计63串联型单刀单掷开关及其简化等效电路

并联型单刀单掷开关及其等效电路两种电路是互补的。对串联电路，器件的低阻抗状态允许信号传输；而对并联电路，器件的高阻抗状态信号才交给负载。这两种型式的开关均是在“关断”状况（无信号交给负载）时，入射至开关的微波功率几乎都被反射回去。但是由于器件及电路的不理想，有少部分功率损耗在器件的电阻和电路上，有少部分由于非理想的隔离而传输至负载。64对于串联连接的情形对并联电路例子65管子型号MA47892-10910.40.50.320.085350GHzMA47899-0300.1140.30.180.5800GHz表7.6-1两个PIN管的等效电路参数

66单刀双掷开关（SPDT）要求至少有两个开关器件。称为串联型和并联型的两种基本开关电路如下图所示。当开关器件SD1是低阻状态时而器件SD2为高阻状态时，输入信号传送至1端口。并联型电路，当器件SD1呈高阻状态而SD2为低阻状态时，输入信号传送至端口1。2）单刀双掷开关67单刀双掷开关（SPDT）当串联器件呈低阻抗且并联器件呈高阻抗状态时，这个开关是“接通”的。（3）串-并联型开关68是串联器件的阻抗，是并联器件的阻抗。“接通”时，为低阻抗而为高阻抗。SPDT开关的设计概念也可以扩展到单刀多掷开关。用三个串—并联型构成的单刀三掷微带开关移相器是一个二端口网络，它使输出信号与输入信号间的相位差连续地改变或步进式地改变。相位连续改变的称为模拟式移相器；步进式（如11.25˚，22.5˚，45˚，90˚，…，180˚）改变的称为数字式移相器。数字式移相器广泛地应用于相控天线阵系统中，用以控制天线阵各个单元馈电信号的相位以实现波束由计算机控制的快速扫描。7.6.2微波移相器69单个相移的移相器如下图所示。它有两个单刀单掷的开关以改变信号的传输路径长度为或为，当信号经较长的时，其相位延迟为：其插损与两个单刀单掷开关的相同。（1）开关线型移相器70两个单刀单掷开关线型移相器对22.5˚和45˚相位十分普遍的设计是加载线型移相器，其移相的机理是在均匀传输线上加载一个小电抗jB。设其归一化电纳为，则由b引起的反射为：V+和V-分别表示在接入点的入射波和反射波电压，因此合成的传输波电压为VT=V++V-，传输系数T表示为（2）加载线型移相器71另一重要性能参数是插损，它由VT与V+的比值给出：目前这个插损虽小，但随着频率升高，该值会逐渐增大到不能容忍。这个缺点可以用分开λ/4长度的两个相同的电纳来克服。由两个电纳产生的反射波，其量值几乎相同，但相位相差180˚，因此互相抵消。72加载线型移相器（3）分支定向耦合器型移相器73在雷达、通信及其它微波毫米波系统中要广泛采用频率变换器，它们是微波毫米波发射机和接收机的重要组成部分。频率变换器是一个广义的称呼，其作用是对信号的频谱进行“搬移”，针对特定的输入信号按需要产生频谱变化了的输出信号，以利于实现无线电发射，或者进行进一步的放大、解调等信号处理。频率变换器按照功能还可进一步划分为：下变频器、上变频器和倍频器。7.7微波混频器与倍频器74包含一个或多个非线性元件的网络微波变频器的组成微波变频器除应用于微波低噪声接收机中外，主要应用于微波发射机，完成载频调制和功率上变频。微波倍频器也是微波毫米波系统中常用的部件，在一些微波设备中，例如频率合成器和微波倍频链中，它更是不可缺少的关键部件之一。近年来，在毫米波超外差接收机的本振源中，也常常用到倍频器。原则上，各种半导体元件只要具有非线性，都可以用来构成倍频器。但实际上，最常用的是变容管倍频器和阶跃管倍频器。变容管倍频器适用于低次倍频，其效率较高，如果忽略损耗电阻等寄生参量的影响，效率甚至可以达到100％；而阶跃管倍频器多用在高次倍频场合，其结构相对简单，倍频次数可达100以上。75包含一个或多个非线性元件的网络微波倍频器的组成混频器的功能是把输入的信号（振幅、相位等）从一个频率如实地变换至另一个频率上。因此，作为混频器的器件，必须具有强的非线性、低的噪声、低失真和良好的频率响应特性。可用作混频器的器件有肖特基势垒二极管（SchottkyBarrierDiode）和场效应晶体管。普通的p-n结二极管，由于其高频频率响应特性不好很少用于微波混频器。肖特基势垒二极管有低的结电容和小的串联电阻。场效应管由于具有极好的频率响应、低的噪声和容易在MMIC中应用，广泛地应用于混频器的设计中。混频器传统上分为二极管无源混频器和场效应管有源混频器两种，前者产生变频损耗，后者有变频增益。7.7.1微波混频器的基本原理76混频器的频谱混频管的特性可用多项式表示为：令输入的射频信号和本振信号分别为

和

有：第二阶项是主要的混频产物：其混频产物为：77式中，M、N是正整数

78有限带宽混频器的频谱图（1）变频损耗Lc或变频增益Gc表征混频器频率变换能力的参数是变频损耗Lc（或变频增益Gc），它定义为射频（RF）信号资用功率PRF与交付给中频负载的中频信号资用功率PIF之比（或相反），即

或

变频增益随本振（LO）功率的增加而增加，直至混频器饱和。（2）噪声系数在肖特基二极管中，主要的噪声源是由串联电阻产生的热噪声和载流子发射的散弹噪声。在二极管混频器中，由于时变结电容的影响，最小的变频损耗和最小的噪声系数并不同时出现。式中，Nin和Nout分别是输入和输出的噪声功率；G是系统的增益。对混频器噪声系数的定义，基于是否考虑镜频的噪声而有三种。7.7.2微波混频器的主要技术指标79（a）最简单的定义仅考虑从射频至中频的变换，而不考虑镜频对噪声额影响。在这种情形下，有（b）如果混频器也有边带镜频成分，其噪声源的T由T0变为2T0，即输出的噪声功率为（c）总的输出噪声功率被认为是来自射频和镜频的噪声功率之和时，这是众所周知的双边带的噪声系数：80混频器中的交调（IM）与放大器的线性灵敏度相似，它可用以检验混频器的线性度。交调通常是在输入-输出变换特性饱和时产生的。作为一个非线性器件，以WR和WL输入时，所有的输出除了可能的各种谐波外，都可看作是（IM）产物。（3）混频器中的交调81混频器IMD频谱在小信号的情况下，即时，输出功率与输入功率的关系是线性的。当继续增大，交调产物开始超过热噪声的临界点电平时，则交调产物的影响开始出现。通常，三阶的单调IMD是第一个出现的寄生频率，它随的增大而增大。这些产物出现的电平点取决于本振电平、二极管特性和混频器的类型及电路设计。通常混频器是在1dB压缩点以下工作，而三阶交叉点的值越大，则对三阶的抑制越好，典型值是在1dB压缩点以上9～11dB。（4）动态范围与线性度82现考虑本振与镜频信号的混频，在合适相位的情况下，有对和频增强，其混频过程在实际中，为了得到回收（增强），电路的安排应让各种中频信号与基本的变频变换同相，其结果是增强净输出功率Pout和减小变频损耗。（5）镜频回收83重要的隔离参数是：①本振端至RF端的隔离：在端接50Ω阻抗，然后测量RF端口的本振信号电平的衰减量。②本振至端的隔离：在RF端接50Ω阻抗，然后测量IF端口的本振信号电平的衰减量。因为，所以，正常情况只指定本振端口与其它端口的隔离性。（6）隔离度(1)

单端混频器

7.7.3几种典型的微波混频器84单端和单平衡混频器，其电路较简单，容易实现，但也存在如下一些问题：（a）LO与RF端的隔离常常不足；（b）要求大的LO功率；（c）对LO的AM噪声敏感；（d）带宽窄。85镜频与和频增强型微带单端混频器混频器的测量性能将两个单端混频器用180˚或90˚分支线定向耦合器组合起来就成了平衡混频器，如图…所示。在图7.7-11(a)中用了一个平衡—不平衡变换器(或称为巴伦)将RF信号同相加于二极管上，而本振信号反相加于两个二极管上，如图中箭头所示。这种电路能抑制输入信号的偶次谐波（通常是指本振的），抑制的程度取决于电路的平衡性；也提供LO与RF端的互相隔离。（2）单平衡混频器86单平衡混频器（特点：二极管全导通，或者全截止）

87180˚单平衡混频器90˚单平衡混频器（3）双平衡混频器88特点：二极管不同时全部导通或者截止，端口间的隔离度好双平衡混频器由于其理想的相位关系，不仅在LO端的反射相消，而且在RF和IF端的噪声也相消，而所有三个端口间的隔离度由电路的平衡性而达到。理论上，如果四个二极管是理想的平衡和准确地对称，则隔离是理想的。实际上，极好的平衡性只能在集成电路中才能较好地实现，用一个耦合环，混频器端口间的互相隔离可以超过30dB，并明显地与频率无关。89随着微波技术的发展，微波倍频器广泛用于通信、雷达、频率合成和测量等技术中，它在小功率高稳定的振荡器、频率综合器、锁相振荡器和毫微米脉冲产生器等技术中也得到了广泛应用。其主要作用可归纳为：（1）获得高稳定度的高频振荡源。由于微波电真空管器件和微波半导体振荡的共同缺点是频率稳定度不高，而目前电路中多采用的高稳定石英晶体振荡器振荡频率一般较低，所以采用倍频技术，将频率低的石英晶体振荡器所产生的稳定振荡进行倍频，可以得到稳定度较高的微波振荡源。（2）扩展设备的工作频段。如扫频仪中的扫频振荡源，从一个振荡源得到两个或多个成整数比的频率。7.7.4微波倍频器90最近十多年来，固态微波倍频器的发展十分迅速，由早期的非线性变阻二极管倍频器发展到变容二极管、阶跃管和雪崩管倍频器，又由双极晶体管倍频器发展到单栅和双栅微波场效应管倍频。当倍频次数较小时，可以用变容管、晶体三极管、FET及宽带放大器等方法来实现倍频。其中，变容管倍频效率比较低，但电路简单、成本低、容易调整实现；FET倍频电路较复杂，但电路微带，倍频效率高且有增益。当倍频次数较高时，应优先采用阶跃恢复二极管来倍频，但电路复杂、稳定性不高。91倍频器基本电路结构微波倍频器分成两类，低次倍频器和高次倍频器。低次倍频器的单级倍数N不超过5。使用器件为变容二极管，倍频次数增加后，倍频效率和输出功率将迅速降低（二倍频效率在50%以上，三倍频40%）。如需高次倍频，则必须做成多级倍频链，使其中每一单级仍为低次倍频。高次倍频器的单级倍频次数可达10～20以上，倍频使用的器件是阶跃恢复二极管（电荷存储二极管）。在高次倍频时，倍频效率约为1/N。因为倍频次数高，可将几十兆赫兹的石英晶体振荡器一次倍频至微波，得到很稳定的频率输出。92现代无线系统通常由发射机、接收机和天线系统组成。发射机的任务是将语音、图像等基带信号对载波进行调制，实现频率的转换，利用电磁波将信息传送到远端，发射机的特性与使用场合有关，如在远距离系统中，大功率低噪声是首要指标，而在空间和电池供电系统中，必须效率高。接收机是信号的还原过程，它要在复杂的电磁环境中筛选出有用的信号，将微波信号转换为基带信号。由于传输路径上的损耗，接收机接收的信号是很微弱的，并伴随着许多干扰，因此接收机的主要指标是灵敏度和信号的选择性。发射机通常与接收机组合成收发机，或称T/R组件。在收发机中，为了使用一个天线，必须采用双工器将发射信号或接收信号分离，防止发射信号直接进入接收机，使其烧毁。双工器可以是开关、环行器或滤波器的组合。

7.8射频/微波收发前端93射频/微波发射机完成的主要功能是调制、上变频、功率放大和滤波，有时前两个功能会合并在一起。与形式多样的接收机不同，发射机结构只有少数几种形式，这是因为对发射机中如噪声、干扰抑制和频带选择等的要求要比在接收机中宽松得多。7.8.1射频/微波发射机941）频率或频率范围。考虑微波振荡器的频率及其相关指标、频率或频段指标、温度频率稳定度、时间频率稳定性、频率负载牵引变化、压控调谐范围等。2）功率。与功率有关的指标有最大输出功率、频带功率波动范围、功率可调范围、功率的时间和温度稳定性等。3）效率。这里指供电电源到输出功率的转换效率。这一参数对于电池供电系统尤为重要。4）噪声。噪声包括调幅、调频和调相噪声。不必要的调制噪声将会影响系统的通信质量。5）谐波抑制。谐波抑制指工作频率的高次谐波输出大小。通常对二次、三次谐波抑制提出要求，基波与谐波的功率比为谐波抑制，两个功率dBm的差为dBc。6）杂波抑制。杂波抑制指除基波和谐波外的任何信号与基波信号的大小比较。对于直接振荡源，杂波就是本底噪声，频率合成器的杂波除本底噪声外，还有可能是参考频率及其谐波。(1)、发射机的参数95要发射的低频信号（模拟、数字、图像等）与射频/微波信号的调制方式有三种可能形式。（1）直接产生发射机输出的微波信号频率，再调制待发射信号。在雷达系统中常用，用脉冲调制微波信号的幅度，即幅度键控。调制电路就是PIN开关。调制后信号经功放、滤波输出到天线。（2）将待发射的低频信号调制到发射中频（如70MHz）上，再与发射本振（微波/射频）混频得到的发射机输出频率，该信号经功放、滤波输出到天线。在通信系统中常用此方案。图像通信中，将图像信号先做基带处理（6.5MHz），再进行调制。（3）将待发射的低频信号调制到发射中频（如70MHz）上，经过多次倍频得到发射机频率，然后再经功放、滤波输出到天线。(2)、发射机的结构9697基本射频前端发射机结构发射混频器的基本电路

（3）上变频器98（c）三阶互调IP3其中，IP3为混频器的输入三阶互调截止点，PIN是混频器输入端的输入信号的功率，Δ是混频器输出信号与内调制信号的功率差（dB）。99混频器的IP2测量功率放大器的1dB压缩功率是发射机最大发射功率的主要参数。表征放大器脱离线性区进入增益压缩的输出功率点位置。Psat是指完全放大器进入饱和区的输出功率，雷达系统通常采用该输出功率状态。（d）1dB压缩功率P1dB100接收机作为通信/雷达系统的重要组成部分，正面临着高工作频率、高集成度、低电压、低功耗、低价格的挑战。目前常见的接收机前端结构有超外差、零中频、低中频和镜像抑制接收机等，数字中频接收机也逐步应用到设计中。在通信系统中，最难设计的部分是接收机，接收机必须具备低噪声系数、小互调失真（IMD）、大的频率动态范围、稳定的自动增益控制（AGC）、适当的射频和中频增益、低相位噪声等特性。7.8.2射频/微波接收机101接收机最经典的拓扑结构有：超外差接收机、零中频接收机、低中频接收机和镜像抑制接收机，每种都有其优点和缺点，分别讨论如下。

1）外差式接收机(1)、接收机的结构102在外差式收发机模块的实际制作中，中频频率的选择、带通滤波器的中心频率与频宽、外部无源元件的使用等设计考虑，都需要随着不同的系统应用而仔细的规划与调整，以能在适当的成本下达到规范的性能。A外差式接收机通用结构103采用超外差方案主要是因为超外差方案有以下两个方面具有明显的优势。（a）中频比信号载频低很多，在中频段实现对有用信道的选择对滤波器的Q值要求低得多。我们知道在超外差结构中滤波器分为两种类型，即射频滤波器与中频滤波器，它们的用处是不同的。以我国使用的GSM蜂窝移动系统为例来解释这个问题，在GSM中，上行频带是890～915MHz（移动台发、基站收），下行频带是935～960MHz（移动台收、基带发），它的信道是200kHz。B、超外差方案的优点104（b）一般接收机从天线上接收下来的信号电平为-120～-100dBm，这样的微弱信号不能直接送到解调器解调，要放大100～150dB来达到工作的电平值。由于有源器件的特性，在较低频率实现窄带的高增益比在较高频率上实现高增益要容易和稳定的多，因此在较低频率上获得增益通常是更经济的。同时为了放大器的稳定和避免振荡，在同一频带内的放大器，其增益一般不会超过50～60dB，因此在超外差接收机中，将接收机的总增益分散到高频、中频和基带上，这样不仅实现容易，而且稳定度也高，干扰也少。105虽然外差式接收机具有相当优异的性能，但其最大缺点是组合干扰频率点多，这是由变频器的非理想乘法器引起的，它是一个非线性器件。镜像问题。在寄生通道干扰中，“镜像（IR）干扰”的影响最为严重。镜像问题是个严重问题，每一种无线标准均对自身频段用户的信号泄漏制定了约束条件，但对于其他频段的信号没有任何约束条件，因此镜频信号功率可能比有用信号功率大的多，从而需要适当的“镜频抑制”。镜频抑制最常用方法是使用镜频抑制滤波器，加在混频器之前。C.超外差方案的缺点1063、高中频造成对于镜像的较大抑制而低中频可以对附近干扰信号形成较大衰减。因而，中频的选择需要在三个参数之间折中（镜像噪声大小、镜像频率与有用信号之间的频率范围和镜频抑制滤波器的损耗）。为了减小镜像，可以增大中频或者在增加镜像抑制滤波器Q值的同时不计滤波器增加的损耗。因为低噪声放大器的增益通常小于15dB，镜频抑制滤波器的损耗通常不能超过几个分贝，使得只能选择增加中频。1074、还有另外两个因素影响到中频的选择，即不同频段滤波器的存在性以及实际尺寸。进一步讲，在便携系统中，需要更小体积的滤波器，因而使得高中频方案更具吸引力。由上面的讨论可知，镜像滤波器和IF滤波器都需要高选择性的传输函数，然后在目前的集成电路工艺条件下，制成高Q值的集成高中频（10～100MHz）滤波器是很困难的。5、另外，在外差式接收机中镜频抑制滤波器通常由外部无源器件实现的，这就要求前级的低噪声放大器来驱动滤波器的50Ω阻抗。这就不可避免的导致需要在低噪放的增益、噪声系数、稳定性和功率消耗等参数中进行折中考虑。在频分系统中，双工器在中频足够高的情况下同样可以起到抑制镜频的作用，从而可以把低噪放直接连到混频器上去，这种结构在基站上面用得比较多，因为双工器可以设计为在镜像频率处有较大衰减，通常衰减可达60dB。1086、半中频问题。外差式接收机中，一种有趣的现象就是半中频干扰。在ωin频带处为有用信号，在(ωin+ωLO)/2处为干扰信号，即距离有用信号半中频处的干扰信号也会被接收到。7、为了抑制半中频，必须降低在射频RF和中频IF路径上的二阶失真，并严格保持50%的本振工作周期，同时还需要使镜频抑制滤波器在(ωin+ωLO)/2处具有足够的衰减。109在一次混频结构中，选择性与灵敏度的折中往往比较困难。如果选择高中频，镜像会得到足够抑制但完成信道选择将会具有相当的难度，反之亦然。为了解决这一问题，外差的概念可以扩展到多次下混频，每次混频都经过滤波和放大，这种变频方案以逐步降低的中心频率完成部分信道选择，同时降低了对于每个滤波器的Q值要求。D.双中频方案110如今绝大多数射频接收机使用二次混频结构，也称为双中频方案。需要注意的是第二次混频同样涉及镜像的问题。对于窄带标准，第二中频通常取值455KHz，而对于宽带应用，第二中频可能达到几MHz。当然，在如今的系统中，中频选择有着很大的不同。在多级级联系统中，在前端噪声系数是最重要的参数，而在后端线性度是最重要的参数，因此，最佳设计需要考虑前级的总增益，同时也要考虑每一级的噪声系数。对于外差式接收机的分析表明，接收链路的每一级的噪声系数，IP3、增益都与该级前后级有关，因而必须反复考虑接收机结构和电路结构以期达到接收机各模块增益的合理分配。另外，混频器会产生很多杂散噪声分量，该噪声分量与射频、中频信号以及振荡器均会互相影响。其中一些分量可能落入所需频段，造成信号质量下降，因此，接收机的频率规划对整个接收机性能有很大影响。111直接将射频信号经过一次变频直接转换为基带信号。这种与外差式接收机截然不同的接收机被称为零中频结构。零中频结构在发射链路上是直接将基带的正交I-Q信号，利用一正交调制器与射频载波的结合并调制到射频频段。此结构的优点就是系统简单且所需使用的集成电路芯片与外部无源器件数目较少，因此具有高度的整合性，可以容易的集成在单一芯片中。同时该结构中，没有变频混频器和中频的使用，因此并不存在邻边带问题。2）零中频射频接收机112（a）这种直接上、下变频的收发信机结构会带来一些缺点。在发送部分，由于载波频率等于本振频率，已调制波经射频功率放大器放大后，发送的射频信号将有可能经各种途径反馈回本振，本振将受到来自射频功放及天线反馈信号的“牵引”，通常称为“注入牵引”，这种“牵引”将恶化本振的输出频谱和频率的偏移，造成最终的已调制频谱的恶化113改进的零中频发射机的示意图频率牵引示意图b在接收部分，它带来的缺点是自混频引起的直流分量的产生。其主要原因就是，由于零中频接收机结构中使用一个与射频信号频率相同的本地振荡器，将其送入正交调制器直接进行解套并降频至基带段而恢复发射的正交I/Q信号

由于混频器端口之间的隔离度是非理想的，即本振端口的本振信号会耦合到混频器的输入端口，这称为“本振泄漏”。这种效应缘于集成电路内部容性及衬底介质的耦合。如果本振是外置的话，集成电路的引脚的引线耦合亦是造成这种现象的原因，除了混频器端口之间的耦合外，从本振到LNA的输入端之间的耦合也是不可忽略的。由于上述两种形式的耦合，本振信号将与耦合到混频器输入端口的来自自身的同频信号混频，于是将在混频器的输出端产生一个直流分量，这种现象就称为“自混频”。114115接收机的本振泄漏强干扰信号的自混频（c）除了自混频之外，直接变频时接收结构由于器件特性非理想会带来其他的一些缺点，造成I、Q两路本振的相位的不完全正交，幅度的不完全等幅所引起的I、Q两路正交解调的输出信号，即I、Q两路信号出现增益及相位的交扰，这种现象称为“正交失配”。（d）在零中频接收机中，由于镜像信号与有用信号能量相同，所以对镜像信号抑制的要求减轻了，但是在高质量的零中频接收机中，40dB的镜像抑制度还是需要的。在零中频接收机中，对镜像信号的抑制是通过正交下变频器来实现的，所以抑制率取决于正交下变频器的两条支路的匹配程度。零中频接收机对失配是很敏感的，失配会引起幅度和相位错误，导致对镜像信号的抑制率下降。（e）由于本地振荡信号的频率与射频信号的频率相同，如隔离不好，本地振荡信号会通过天线泄漏到空中，对其他同频道的接收机产生干扰，但这种现象在超外差结构中就不容易发生，因为超外差本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤波器的频带以外。116零中频接收机的直流寄生失调和1/f噪声都存在于低频，为了避开它们的干扰，一个简单的思路就是把它们和需要的信号从频谱上分开。这时，接收的信号不再变频到基带，而是到一个较低的中频，这种接收机的结构称为低中频接收机。它与超外差式接收机相比，不需要高频的带通滤波器，集成度好，功耗更低；它与零中频接收机相比，克服了直流失调等低频干扰，因此称为集成接收机设计的比较好的选择结构之一。3）低中频接收机117但是，将下变频后的频率从基带变成低中频，带来了镜像信号抑制和双路信号匹配的问题。在零中频接收机中，镜像信号就是自身，因此对镜像抑制的要求比较低。而在低中频接收机中，镜像信号可能比有用信号高很多，需要大镜像抑制和双路信号的精确匹配，这是该结构的最大缺点。一般的正交结构只能提供26dB左右的镜像抑制，远远不能达到要求，所以需要一定的算法加以校正。另外，低中频接收机中频的选择有一定限制：一方面，中频要尽量高一些，以减少直流失调和1/f噪声的干扰；另一方面，为了减小接收信号的动态范围，中频频率越低越好，所以两者之间存在权衡（一般采取适当的预滤波）。118如果接收机采用正交信号结构，就可以从原理上解决镜像信号响应问题。设计上主要有两种不同的镜像抑制技术，一种是有Hartley提出的，另一种是Weaver提出的。4）镜像抑制接收机119

120混频后由低通滤波器滤除和频项

上下两路信号合成中频输出为1）接收灵敏度描述接收机对小信号的接收能力。对于模拟接收机，满足一定信噪比时的输入信号功率值，对于数字接收机，满足一定误码率时的输入功率大小。一般指标，接收灵敏度在-85dBm以下。接收机灵敏度的定义式中，S为接收机灵敏度；k=1.3810-23（J/K），是玻尔兹曼常数；T为绝对温度；BW是系统的等效噪声频宽；SNRd系统要求的信噪比；ZS是系统阻抗；FT是总等效输入噪声系数，由三大部分组成：接收机各级的增益与噪声系数Fin1、镜频噪声Fin2和宽带的本振调幅噪声Fin3(2)

射频接收机的参数121

描述接收机对邻近信道频率的抑制能力。不允许同时有两个信号进入接收机。一般地，隔离指标在60dB以上。接收选择性亦称为邻信道选择度ACS，是用来量化接收机对相邻近信道的接收能力。当前频谱拥挤，波段趋向窄波道，显示了接收选择性在射频接收器设计中的重要性，这个参数经常限制系统的接收性能。接收选择度的定义为2）选择性122

本地振荡的频谱从中频端观察，所有非设计所需的信号皆为噪声信号，而大部分的接收噪声信号来源于RF与LO的谐波混频。在实际应用中，不可能没有杂波，要看噪声功率是否在系统允许范围之内，由混频器的特性可知RF、LO与IF三端频率的相互关系为较常出现的接收噪声响应有下列三项：镜频、半中频和中频3）接收杂波响应123双工收发机工作中发射与接收同时作用，则还会再多出现两项杂波。124

互调截止点是电路或系统线性度的评价指标，由此可推算出输入信号是否会造成失真度或互调产物。接收机的互调定义与功放或发射机机内互调定义相类似。4）接收互调截止点1254.8微波电路的CAD自20世纪70年代以来，微波电路CAD技术已经取得了很大的进步。一方面是各CAD软件厂商推出了很多通用和专用的微波电路CAD软件产品，包括电原理图输入和微波电路的图形输入、电路的仿真和优化、容差分析、版图生成及输出、与测试仪器接口等功能，并有许许多多的电路模型库、元件库、半导体器件的线性模型库和非线性模型库等可供选择，应该可以说是功能强大、使用方便、应有尽有。而另一方面，微波电路CAD软件也已被广泛应用于各种微波电路的设计，并成为微波工程师必须掌握的设计工具。1264.8.1常用的微波电路CAD软件微波电路的CAD软件大致可以分成下面几类：①线性/非线性微波电路仿真软件；②2.5D平面电路电磁场仿真软件；③3D电磁场仿真软件；④系统仿真软件；⑤专用电路的设计软件。⑥排版软件127主要的微波电路CAD软件简介序号名称主要性能厂商1ADS综合软件包Agilent2Serenade综合软件包Ansoft3MWOffice线性/非线性电路、2.5D电磁场仿真AWR4GENESYS线性/非线性电路、滤波器设计等Eagleware5MMICAD线性/非线性电路设计OPTOTEK6Momentum2.5D平面电路电磁场仿真Agilent7Ensemble2.5D平面电路电磁场仿真Ansoft8Em2.5D平面电路电磁场仿真Sonnet9HFSS3D电磁场仿真Ansoft10MWStudio3D电磁场仿真CST11Symphony系统仿真Ansoft12Clementine共形天线设计Ansoft13Protel电路板布线PROTEL14AutoCAD电路板布线Autodesk1284.8.2微波电路计算辅助设计-简介微波电路计算计辅助设计（CAD）技术是电子设计自动化（EDA）技术的一个分支，用于射频及微波电路的计算机仿真和优化设计。一、微波电路CAD的特点及主要内容与其它电子EDA技术相比，微波电路CAD软件具有以下几个特点：①必须有精确的传输线模型和各种器件模型；②有时必须采用电磁场仿真等数值仿真工具；③一般都具有S参数分析的功能。在微波电路CAD技术中，各种传输线及其不均匀区模型、元件之间的寄生耦合模型以及微波有源器件的非线性模型等，在技术上的难度都非常大。微波电路CAD包括线性微波电路的S参数计算、直流分析、线性/非线性噪声分析、非线性电路的瞬态分析、非线性电路的谐波分析（功率压缩、交调和谐波特性等）、优化设计、容差分析、2.5D及3D电磁场仿真、布线和版图设计等，甚至还可以包括微波器件的建模和参数提取以及计算机辅助测试。129二、常用的分析方法线性电路：采用等效电路模型和S参数矩阵级联计算。非线性电路：Spice、谐波平衡法、包络仿真法等。电磁场仿真：常采用矩量法和有限元法等数值计算方法。三、优化给定电路的网络拓扑结构、各个元件的初始值，以及电路的设计指标的目标参数，CAD软件将自动改变各元件值，直到满足要求。CAD软件通常都具有的，也是最常用的优化方法是随机优化和梯度法。当然，一些软件还提供了其它的优化方法供选择。130四、设计步骤微波电路CAD设计的步骤可大致总结如下：①根据技术性能指标的要求，选择半导体器